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Beispielhaftes Blockschaltbild für drahtloses Laden.
Strompfad im (a) Bereich 1 und (b) Bereich 2 der Eingangswelle.
Vollbrücken-Gleichrichter in 4-Dioden-Konfiguration.
Vollbrücken-Gleichrichter mit zwei Dioden und zwei MOSFETs.
Gleichung 1
Gleichung 3
Gleichung 4
Tabelle 1: Vergleich der Leistungsverluste verschiedener Brücken-Implementierungen.
Gleichung 5

Wireless Charging ist kein neues Konzept. Seit Jahren gibt es elektrische Zahnbürsten und Rasierapparate, die sich drahtlos laden lassen. Der Verbraucher platziert das Gerät einfach auf der dazugehörigen Basisstation und lädt damit die Batterie, ohne dass offene metallische Kontakte erforderlich sind. Wireless Charging verringert oder erübrigt Ladekabel und bietet die Möglichkeit, mehrere Geräte gleichzeitig zu laden, indem diese einfach auf ein Ladepad gelegt werden.

Mögliche Anwendungsbereiche ergeben sich auch im Auto, in Flughäfen oder im Haushalt. Spieleplattformen ermöglichen drahtloses Laden für die Controller. Mit der zunehmenden Beliebtheit des Wireless Charging haben zahlreiche Hersteller von Mobiltelefonen damit begonnen, Batterieabdeckungen anzubieten, die zusätzliche Schaltkreise enthalten, um ihre Produkte für das drahtlose Laden fit zu machen.

Drahtloses Laden wird über einen Transformator mit Luftkern ermöglicht. Die Primärwicklung befindet sich im Ladepad, die Sekundärwicklung im Gerät selbst. Das Ladepad induziert einen Strom in der Sekundärwicklung, der über einen Vollbrücken-Gleichrichter und zusätzliche Schaltkreise im tragbaren Gerät fließt. Eine DC-Spannung wird erzeugt, zum Laden der Batterie. Bild 1 zeigt das Blockdiagramm eines drahtlosen Ladeschaltkreises. Die Basisstation wird über eine gewöhnliche Steckdose versorgt. Sobald ein tragbares Gerät auf der Basisstation platziert wird, beginnt der Ladevorgang.

Transformator-Grundlagen

Fließt Strom durch eine Drahtspule, wird ein Magnetfeld erzeugt. Der Transformator nutzt diese Eigenschaft, um den Strom in einer Spule in einer anderen Spule zu induzieren. Das Windungsverhältnis N ist das Verhältnis der Anzahl an Windungen in der Sekundärwicklung zu denen in der Primärwicklung (siehe Gleichung 1).

Über das Windungsverhältnis lässt sich die in der Sekundärwicklung induzierte Spannung beziehungsweise der Strom berechnen. Die in der Sekundärwicklung erzeugte Spannung berechnet sich wie folgt:

VS = VP * N                                                                  

Der in der Sekundärwicklung erzeugte Strom lässt sich nach Gleichung 3 berechnen.

Transformatoren gibt es in verschiedenen Konfigurationen. Sie alle verwenden ein Kernmaterial, um das Magnetfeld in die Sekundärwicklung zu induzieren. Die Permeabilität µ ist ein Maß dafür, wie effektiv ein Magnetfeld innerhalb des Transformators erzeugt wird, beziehungsweise wie effizient der Transformator Leistung an die Sekundärwicklung überträgt. Je höher die Permeabilität, umso effizienter überträgt der Transformator Leistung von der Primär- auf die Sekundärwicklung. Die magnetische Feldkonstante µ0 ist die Permeabilität des Vakuums. Sie ist definiert nach Gleichung 4.

Newton pro Quadrat-Ampere ist die Einheit. Die relative Permeabilität ist die Permeabilitätszahl eines spezifischen Materials, dividiert durch die magnetische Feldkonstante (siehe Gleichung 5).

Ein beliebtes, häufig eingesetztes Material ist der Ferritkern. 640 oder mehr beträgt die relative Permeabilität eines Mangan-Zink-Ferritkerns. Für drahtlose Ladeeinrichtungen ist jedoch Luft das Kernmaterial, denn die Primärwicklung ist in einer separaten Einheit der Sekundärwicklung angeordnet. Da die relative Permeabilität von Luft 1 ist, führt dies zu einem wesentlich ineffizienteren Transformator. Durch diesen geringen Wirkungsgrad des Transformtors, wird der des restlichen Schaltkreises umso bedeutender.

Sekundärseitige Brückengleichrichtung

Aus dem in der Sekundärwicklung induzierten AC-Signal erzeugen der Vollbrücken-Gleichrichter und der Filterschaltkreis eine konstante Gleichspannung. Bild 2 zeigt einen Vollbrücken-Gleichrichter mit vier Dioden.

Sind die Dioden 1 und 3 vorgespannt, befinden sich die Dioden 2 und 4 in Sperrrichtung und umgekehrt. Den Großteil der Verlustleistung über der Brücke verantwortet der Durchlassspannungsabfall über die beiden Dioden. Eine Standarddiode weist einen Spannungsabfall von etwa 0,7 V auf. Die Verlustleistung über beide Dioden beträgt demnach:

Ploss = ILoad * (VF1 + VF2) = ILoad* 2(0,7V)

Eine Schottky-Diode weist einen wesentlich kleineren Durchlassspannungsabfall auf (etwa 0,4 V). In der Brückenkonfiguration in Bild 2 ermöglicht eine Schottky-Diode daher einen besseren Wirkungsgrad. Das Eingangssignal in Bild 2 ist sinusförmig mit der Amplitude VPK. Der gleichgerichtete Ausgang weist die Amplitude VPK und beide positiven Hälften des Zyklus auf.

Bild 3 zeigt den Strompfad über die Brücke und die Last für die Bereiche 1 und 2 der Eingangsspannungs-Sinuswelle. Während der ersten Hälfte des Eingangsspannungszyklus (Bereich 1 und Bild 4a) ist die Spannung am Knoten a höher als die am Knoten b. Der Strom fließt durch Diode 1, über die Last und kehrt über Diode 3 zum Transformator zurück. Bei der zweiten Hälfte des Eingangsspannungszyklus (Bereich 2 und Bild 4b) ist die Spannung am Knoten b größer als die Spannung am Knoten a, und der Strom fließt in die entgegengesetzte Richtung durch Diode 2, über die Last und kehrt über Diode 4 zum Transformator zurück. In jedem Fall fließt Strom in der gleichen Richtung über die Last und erzeugt das in Bild 2 dargestellte Ausgangssignal.

Die sekundärseitige Vollbrücken-Gleichrichterkonfiguration besteht aus zwei Dioden und zwei MOSFETs (Bild 4). Bei dieser Konfiguration werden die Dioden 3 und 4 durch n-Kanal-MOSFETs ersetzt. Das Gate des MOSFET 3 ist mit dem Knoten a verbunden; das Gate des MOSFET 4 mit Knoten b. Ist der MOSFET ausgeschaltet, sperrt die Body-Diode jedes MOSFETs den Stromfluss. Die Brücken-Ein- und Ausgangssignale sind die gleichen wie bei der vorigen Konfiguration. Im Bereich 1 ist die Spannung am Knoten a höher als die am Knoten b. Diode 1 ist in Durchlassrichtung, Diode 2 in Sperrrichtung, MOSFET 3 ist ein- und MOSFET 4 ausgeschaltet (Body-Diode des MOSFET 4 in Sperrrichtung). Im Bereich 2 ist die Spannung am Knoten b größer als die Spannung am Knoten a. Diode 2 ist in Durchlassrichtung, Diode 1 in Sperrrichtung, MOSFET 4 ist ein- und MOSFET 3 ausgeschaltet (Body-Diode des MOSFET 3 in Sperrrichtung).

Strompfad und resultierende Ausgangssignalform sind gleich zur vorherigen Konfiguration. Der Austausch von zwei Dioden durch MOSFETs erhöht jedoch den Wirkungsgrad der Brücke. Wie folgt, berechnet sich die Verlustleistung über die Diode und den MOSFET:

Ploss = ILoad * VF1 + I2Load * RDS(ON)

Tabelle 1 vergleicht die Verluste der drei Implementierungen des sekundärseitigen Vollbrücken-Gleichrichters bei einer Last mit 2 A. Die erste Implementierung ist die Standardversion mit vier Dioden; die zweite Variante verwendet vier Schottky-Dioden und bei der dritten Implementierung kommen zwei Schottky-Dioden und zwei MOSFETs zum Einsatz, wie zum Beispiel die integrierte Lösung NMLU1210 von ON Semiconductors.

Tabelle 1 vergleicht die Verluste der drei Implementierungen des sekundärseitigen Vollbrücken-Gleichrichters bei einer Last mit 2 A. Die erste Implementierung ist die Standardversion mit vier Dioden; die zweite Variante verwendet vier Schottky-Dioden und bei der dritten Implementierung kommen zwei Schottky-Dioden und zwei MOSFETs zum Einsatz, wie zum Beispiel die integrierte Lösung NMLU1210 von ON Semiconductors (siehe Tabelle 1).

Die dritte Implementierung erzielt die geringste Verlustleistung. Weniger Verluste verbessern den Wirkungsgrad des Sekundärschaltkreises insgesamt, was eine energieeffizientere Wireless-Charging-Lösung ermöglicht. Der Vollbrücken-Gleichrichter lässt sich auch mit vier MOSFETs realisieren. Diese Umsetzung ist jedoch komplizierter und erfordert eine umsichtige Herangehensweise.

 

Effiziente und leistungsfähige Ladeeinrichtungen

Effizienzüberlegungen sind bei drahtlosen Ladeeinrichtungen besonders wichtig, da der Luftkern des Transformators einen geringeren Wirkungsgrad bereitstellt als bei gewickelten Kernen. Da drahtloses Laden immer mehr Interesse findet, steigt auch der Bedarf an effizienten und hochleistungsfähigen Ladelösungen. Um die Leistungsfähigkeit von Wireless-Charging-Lösungen zu maximieren, muss die Effizienz jedes Schaltungsblocks sorgfältig geprüft und adressiert werden. Die Verlustleistungsberechnung zeigt, dass eine Lösung mit zwei Dioden und zwei MOSFETs zu erheblich weniger Verlusten führt.