Stromversorgungen für Prozessoren in Portable-Geräten

Energiekrise?

Eine Zeit lang schien es so, als ob sich der Leistungsbedarf von Mikroprozessoren durch den Einsatz neuer Technologien reduzieren würde. Doch trotz laufender Verbesserungen, absorbiert der Bedarf nach mehr Rechenleistung diese Fortschritte.

Es war noch nie einfach, die nötige Leistung für Prozessoren und hochintegrierte Logik bereitzustellen. Das gilt vor allem für Notebook-Computer. Bei diesen portablen Rechnern hat sich die Betriebsdauer mit einer Batterie-Ladung nur unwesentlich verlängert, während sich das Verhältnis von Rechenleistung zu elektrischer Leistung dramatisch verbessert hat. Mit dem steigenden Strombedarf portabler Geräte ist es deshalb nötig, sich mit neuen Speisungskonzepten und Technologien für die Stromversorgung vertraut zu machen.
Die laufend kleiner werdenden Strukturen integrierter Schaltungen führen zu immer kleineren Speisespannungen für Mikro- und Signalprozessoren. Typische Spannungen liegen im Bereich von 1,5 bis 2,5 V, wobei zu erwarten ist, dass Werte von 1 V bald erreicht werden. Es ist schwierig, diese tiefen Spannungen mit gutem Wirkungsgrad aufzubereiten. Noch schwieriger wird es, wenn die geforderten Ströme bei 10 A oder mehr liegen. Der Entwurf von Stromversorgungen muss verschiedenen, sich widersprechenden Anforderungen gerecht werden. Es sind dies: Kosten, Anzahl der Komponenten, Wirkungsgrad, Baugröße, transientes Verhalten bei Lastsprüngen etc. Der Wirkungsgrad ist sowohl für netz-, wie auch batteriebetriebene Geräte besonders wichtig, weil die Wärmeentwicklung durch Verlustleistung in beiden Fällen ein Problem ist.

Erkennen der Grenzen
Mit tiefer werdenden Betriebsspannungen, steigenden Strömen und höheren Taktfrequenzen verschärfen sich die Anforderungen an die Stromversorgung immer mehr. Es wird immer schwieriger und teurer, diesen Ansprüchen gerecht zu werden. Dies hat zu einem Umdenken geführt, weil mit zunehmenden Strömen und verschärften Spezifikationen für das transiente Verhalten auch die Größe und der Preis der Kondensator „Felder“ zunimmt, die um den Prozessor wachsen. Diese Vorgaben und auch die Tatsache, dass sogar der schnellste DC/DC-Wandler nichts ausrichten kann gegen einen Spannungseinbruch bei einem plötzlichen Lastsprung, haben zu einer neuen Betrachtungsweise und zu neuen Spezifikationen geführt. Bei den heutigen Taktfrequenzen muss der Ausgangs-Kondensator schnelle Lastsprünge glätten. Außerdem führt eine engere Vorgabe bei der Spannungstoleranz (und der damit verbundenen höheren Verstärkung des Regelkreises) zwangsläufig zu größeren Ausgangskapazitäten, um die Stabilität zu gewährleisten. Bild 1 zeigt die Reaktion eines typischen DC/DC-Wandlers auf einen Lastsprung. Dabei können fünf Phasen unterschieden werden:
1) Ein plötzlicher Spannungseinbruch, dessen Größe bestimmt wird als das Produkt aus der Zunahme des Laststroms und dem äquivalenten Serienwiderstand (ESR) des Ausgangskondensators.
2) Nach diesem ersten Einbruch kann die Spannung am Kondensator weiter abfallen (Laststrom kommt aus dem Kondensator), bis der DC/DC-Wandler reagiert.
3) Ein Spannungsanstieg, sobald die Induktivität des Wandlers eingeschaltet wird und Strom an den Kondensator und die Last liefert.
4) Ein durch den ESR bedingter Spannungssprung, sobald die Last wegfällt.
5) Ein Überschwingen, wenn die gespeicherte Energie aus der Induktivität nach dem Lastabwurf an den Kondensator abgegeben wird.
Durch sorgfältige Dimensionierung und durch die Wahl eines geeigneten DC/DC-Wandlers können die Phasen 2, 3 und 5 optimiert werden. Hingegen können die Spannungssprünge 1 und 4 nur durch einen kleineren ESR des Ausgangs-Kondensators reduziert werden. Eine kurze Ansprechzeit des Reglers kann die Ausgangsspannung nach dem ersten Abfall schneller hochfahren, sie kann aber den Abfall nicht verhindern. Sogar die schnellsten DC/DC-Wandler (wie z. B. der MAX1711 mit einer Reaktionszeit von unter 100 ns) sind zu langsam, um auf Lastsprünge der mit 600 MHz und mehr getakteten Prozessoren zu reagieren.

Spannungs-Positionierung
Sobald es klar wurde, dass die Anforderungen an das transiente Verhalten des DC/DC-Wandlers unrealistisch waren, erfolgte ein Umdenken. Da ja die Betriebsspannung immer zuerst abfällt (und zwar um ESRCOUT x ILOAD-STEP) und sich auch während mehrerer Taktperioden nicht erholt, spielt es dann überhaupt eine Rolle, ob sie jemals den Nominalwert wieder erreicht? Aus der Sicht des Prozessors spielt es keine Rolle, während es aus der Sicht der Stromversorgung sehr wohl eine Rolle spielt. Für die Stromversorgung ist es günstiger, wenn sie unter Last nicht mehr auf den „Nominalwert“ regeln muss. So kann beim Lastabwurf nahezu ein doppelt so großes Überschwingen erlaubt werden und beim Lastsprung darf auch der Spannungseinbruch nahezu doppelt so groß sein. Die nun zulässige veränderte Reaktion des Wandlers auf einen Lastsprung zeigt Bild 2.
Diese Überlegungen führten zu einer neuen Spezifikation für die Prozessor-Betriebsspannung. Ein konkretes Beispiel ist das graue Rechteck in Bild 1. Die Nominalspannung liegt bei 1,6 V, bei einem Einbruch durch einen Lastsprung darf sie um 7,5 Prozent abfallen (was für heutige CPUs eine ungewöhnlich große Toleranz ist). Die Spannung darf auch um 7,5 Prozent ansteigen (während einer kurzen Zeit), wenn die Last entfernt wird, sie darf aber im eingeschwungenen Zustand 1,65 V nicht übersteigen (mit Rauschen und Welligkeit). Diese Spezifikation ermöglicht die Reduktion der Zahl der Kondensatoren und führt auch zu längerer Batterie-Standzeit und zu geringerer Wärme durch Verlustleistung.
Um diese größere Toleranz der CPU-Speisespannung auszunützen, wird die CPU-Stromversorgung auf ein definiertes Spannungs/Last-Profil ausgelegt. Diese Charakteristik wird manchmal „Spannungs-Positionierung“ genannt, weil die Ausgangsspannung in Funktion des Laststroms „positioniert“ wird. Im Wesentlichen ist es eine kontrollierte Form, einen Fehler bei der Lastregelung zuzulassen. Die Ausgangsspannung fällt (um einen wohl definierten Wert) bei steigendem Laststrom ab. Dieser Ansatz reagiert auf einen Lastsprung wie ein Judo-Kämpfer und vermeidet so die Nachteile einer Lösung mit Brachialgewalt, welche höhere Ausgangskapazität und größere Geschwindigkeit des DC/DC-Wandlers erfordert, wobei das Resultat meist unbefriedigend bleibt. Bei der Spannungs-Positionierung darf die Ausgangsspannung abfallen. Es wird keine Energie darauf verschwendet, sie wieder hoch zu regeln.
Durch drei Widerstände können viele DC/DC-Wandler auf dieses Regelverhalten ausgelegt werden. Bild 4 zeigt eine typische Stromversorgung für einen leistungsfähigen Prozessor mit den zusätzlichen Komponenten während in Bild 6 ein einfaches Modell zu sehen ist. Zwei Widerstände (R4 und R5 in Bild 4) erzeugen einen kleinen Offset der Ausgangsspannung, sie erhöht sich in diesem Fall von nominal 1,6 auf 1,62 V. Der dritte Widerstand (R6 bzw. RVP) ist ein Widerstand in Serie zum Ausgang (RVP), der denselben Wert hat wie der Serienwiderstand des Ausgangskondensators (worst-case). RVP führt zu einem definierten, lastabhängigen Spannungsabfall. Wenn RVP den gleichen Wert hat wie der ESR des Kondensators, dann fällt die Ausgangsspannung um ESR X ILOAD (Spannungsabfall nach dem Lastsprung) ab und bleibt auf diesem tieferen Wert, solange sich die Last nicht ändert. Sobald sich die Last reduziert, steigt die Spannung um den Betrag ∆I x ESR. Nach einem kurzen Überschwingen (innerhalb der zulässigen 7,5 Prozent Toleranz) durch die letzte Entladung der Induktivität vor Ablauf der 100 ns Reaktionszeit des Wandlers stabilisiert sich die Spannung auf den unbelasteten Wert (in diesem Fall 1,62 V) minus ILOAD x RZ. Bild 5 zeigt die Schrittantwort des Wandlers.
Ein weiterer Effekt der Spannungs-Positionierung ist, dass sich zwar der Wirkungsgrad durch den 5 mW Serienwiderstand verkleinert, die Verlustleistung wird aber auch reduziert und die Batterie-Standzeit wird größer. Das kommt von der kleineren Prozessor-Betriebsspannung bei hoher Stromaufnahme. Bild 7 zeigt, wie eine Stromversorgung mit Spannungs-Positionierung den Leistungsverbrauch um 0,4 W und die Verlustleistung der CPU um 1,38 W reduziert, im Vergleich zu einer herkömmlichen Lösung.
Da diese verbesserten Daten trotz schlechterem Wirkungsgrad des Wandlers erreicht werden, ist es sinnvoll, für den Vergleich einer Stromversorgung mit Spannungs-Positionierung mit einer konventionellen Lösung einen sogenannten „effektiven Wirkungsgrad“ zu definieren. Eine herkömmliche Speisung müsste also mit diesem „effektiven Wirkungsgrad“ arbeiten, um den gleichen Wirkungsgrad wie eine Speisung mit Spannungs-Positionierung zu erreichen.
Um den effektiven Wirkungsgrad einer Stromversorgung mit Spannungs-Positionierung zu berechnen, misst man zuerst den normalen Wirkungsgrad, (VOUT x IOUT)/(VIN x IIN), dann bestimmt man den Lastwiderstand zu jedem Punkt auf der Wirkungsgradkurve (RLOAD = VOUT / IOUT). Anschließend berechnet man den Ausgangsstrom für jeden Wert von RLOAD, wobei man die Spannung einer Speisung ohne Spannungs-Positionierung einsetzt (INP = VNP / RLOAD, mit VNP = 1,6 V in diesem Fall). Der effektive Wirkungsgrad berechnet sich dann als die Ausgangsleistung ohne Spannungs-Positionierung (VNP x INP) dividiert durch die gemessene Ausgangsleistung mit Spannungs-Positionierung (VOUT x IOUT) für jeden INP Daten-Punkt. Interessanterweise ist es mathematisch möglich, dass der effektive Wirkungsgrad größer wird als 100 Prozent, dies wurde mit den realisierten Schaltungen jedoch noch nicht erreicht. Bild 8 zeigt, wie groß diese Verbesserung für eine typische CPU-Stromversorgung sein kann. Aus der Kurve kann man ablesen, dass eine herkömmliche Schaltung einen um fast acht Prozent höheren Wirkungsgrad aufweisen müsste, um mit einer Speisung mit Spannungs-Positionierung gleichzuziehen.

Ein oder zwei Stufen?
Bei netzbetriebenen Geräten wird die tiefe Speisespannung für den Prozessorkern fast immer aus der 5 V Logik-Spannung erzeugt. Bei einem Notebook oder einem anderen portablen Gerät hat der Entwickler mehrere Optionen. Die Spannung für den Prozessorkern kann aus den schon vorhandenen 5 V erzeugt werden („Zwei Stufen“ in Bild 9) oder kann direkt aus der Batteriespannung aufbereitet werden („Eine Stufe“ in Bild 9). Im weiteren Textverlauf werden die Gründe für die Wahl der einen oder anderen Variante untersucht.
Der deutlichste Unterschied zwischen der einstufigen und der zweistufigen Lösung in Bild 9 ist die Tatsache, dass die tiefe Speisespannung bei der zweistufigen Schaltung zweimal umgesetzt wird. Die Eingangsspannung wird zuerst auf 5 V gewandelt und anschließend in einem zweiten Schritt auf 1,6 V. Der Wirkungsgrad der zweistufigen Schaltung ist das Produkt aus dem Wirkungsgrad beider DC/DC-Wandler. Obwohl dieser nicht so hoch sein wird wie bei einer einstufigen Lösung, kann er durchaus bei akzeptablen 88 Prozent für mittlere Lastströme liegen. Der gesamte Wirkungsgrad hängt stark ab von dem Wirkungsgrad des 5-V-Wandlers in Funktion des Laststroms. Falls die Kosten sehr niedrig sein müssen, kommt man schnell an Grenzen für den erreichbaren Wirkungsgrad. In diesem Fall wird die Differenz zwischen ein- und zweistufiger Umsetzung bei Voll-Last (15 A) bei ca. 10 Prozent liegen, wie Bild 10 illustriert. Der Wirkungsgrad für mittlere Lastströme liegt beim 5-V-Wandler bei ca. 93 Prozent. Die Bilder 10 und 11 zeigen noch einmal den Vorteil der Spannungs-Positionierung auf, sowohl für das ein-, wie auch das zweistufige Konzept.
Mit einer optimierten Schaltung für den 5-V-Wandler, bei der speziell niederohmige FETs, Induktivitäten und andere qualitativ hochwertige Bauteile eingesezt werden, kann der Wirkungsgrad der ersten Stufe einen Wert von 96 Prozent erreichen, wobei das dann mit entsprechend höheren Kosten verbunden ist. Bild 11 zeigt das Resultat. Die Verbesserung im Vergleich zu Bild 10 ist signifikant. Dabei beträgt der Unterschied zwischen ein- und zweistufiger Umsetzung nur noch 5 Prozent bei Voll-Last und nur 2 Prozent bei 10 A.
Bei der Beurteilung einer zweistufigen Lösung kann leicht der Fehler gemacht werden, sich die Wirkungsgrad-Kurven der beiden DC/DC-Wandler anzusehen und die jeweiligen Daten miteinander zu multiplizieren. Das führt aus verschiedenen Gründen zu ungenauen Resultaten. Erstens kann der 5-V-Wandler diverse 5-V-Verbraucher speisen, die 3 bis 4 A Strom ziehen. Diese zusätzlichen 5-V-Verbraucher verschieben den Arbeitspunkt in den Bereich höherer Ströme, wo der Wirkungsgrad aufgrund der Widerstandsverluste in den diversen Komponenten schlechter sein kann. Um Verwirrung zu vermeiden ist auch zu erwähnen, dass es so scheint als wären die Lastkurven für die 5 V in Bild 10 und 11 für einen Laststrom von 0 bis 15 A aufgetragen, was sie aber nicht sind. Sie sind für einen Strom von 0 bis ca. 7 A gezeichnet und so angeordnet, dass der jeweilige Ausgangsstrom den nötigen Eingangsstrom des zweiten Wandlers und den Strom weiterer 5-V-Verbraucher (im Bereich 0 bis 3 A) abdeckt.

Bauteil-Kosten und -Abmessungen
Ein weiterer Nachteil der zweistufigen Lösung (zusätzlich zum schlechteren Wirkungsgrad) liegt in der größeren Zahl und den größeren Abmessungen der Bauteile, da die 5-V-Versorgung zusätzlich zum Strom der 5-V-Verbraucher auch noch den Eingangsstrom für die zweite Stufe liefern muss. Typischerweise verdoppelt das den 5-V-Laststrom von 3 bis 4 A auf 7 bis 8 A. Das macht sich bemerkbar bei den Abmessungen der Induktivität, des Eingangskondensators und des Ausgangskondensators. Die größere Bauform der Induktivität beim zweistufigen Konzept ist direkt auf die größere Last der 5-V-Speisung zurückzuführen. In erster Näherung sind die Abmessungen einer Induktivität direkt proportional zum Laststrom. Genau genommen sind sie proportional zur gespeicherten Energie, En = (L x IPK2) / 2, wobei IPK der Spitzenstrom in der Induktivität während der ON-Phase ist. Das wird beim zweistufigen Konzept zum Teil dadurch kompensiert, dass eine Induktivität mit einem kleineren Wert für den 1,6-V-Wandler verwendet werden kann (die Eingangsspannung liegt in diesem Fall ja bei stabilen 5 V und umfasst nicht den ganzen Bereich der unstabilisierten Batteriespannung). Trotzdem müssen beim zweistufigen Konzept ca. 60 Prozent mehr Energie gespeichert werden, was nur mit einer 60 Prozent größeren Induktivität erreicht werden kann. Der höhere Laststrom für die 5-V-Speisung führt auch zu höheren Anforderungen an die Kondensatoren. Der kritische Parameter für den Eingangskondensator bei einem Abwärtswandler für hohe Ströme ist der zulässige Rippel-Strom und nicht der Kapazitätswert. Mit den heutigen Kondensator-Technologien wird jeder Kondensator mit dem entsprechenden Rippel-Strom auch eine ausreichende Kapazität habe. Aus diesem Grund werden für den Eingangskondensator bevorzugt Keramik-Typen eingesetzt, da sie eine hohe Zuverlässigkeit bei hohen Rippel-Strömen aufweisen. Bild 12 zeigt den totalen Rippel-Strom für den 5- und 1,6-V-Wandler bei einem ein- und zweistufigen Konzept. Wie aus Bild 12 ersichtlich ist, hat die 5-V-Speisung beim einstufigen Konzept nur den halben RMS Eingangs-Rippel-Strom (2 gegenüber 4,2 A) im Vergleich zur zweistufigen Lösung. Auch beim 1,6-V-Wandler ist der Rippel-Strom bei der einstufigen Lösung etwas kleiner (5,7 gegenüber 6,5 A). Umgesetzt auf die Anzahl Eingangskondensatoren (unter der Annahme, dass diese mit 1 Arms spezifiziert sind, was für heutige Keramik-Typen zutrifft) können bei dem einstufigen Wandler drei Eingangskondensatoren eingspart werden. Interessanterweise ist dies nicht abhängig von der Wandlerfrequenz: eine höhere Frequenz führt zwar zu einem kleineren Kapazitätswert, nicht aber zu einem kleineren Rippel-Strom, so dass die Anzahl der Kondensatoren gleich bleibt.
Beim Ausgangskondensator sieht es ähnlich aus wie beim Eingangskondensator, wobei hier der kritische Parameter der äquivalente Serienwiderstand (ESR) ist. Ist der ESR klein genug, so hat der Kondensator normalerweise auch die nötige Kapazität. Der höhere Ausgangsstrom des 5-V-Wandlers (8 gegenüber 4 A) bei einer zweistufigen Lösung führt zu einem oder zwei zusätzlichen Ausgangskondensatoren mit kleinem ESR. Für den höheren Laststrom der 5-V-Speisung beim zweistufigen Konzept werden auch leistungsfähigere MOSFETS benötigt. Im einstufigen Fall (3 bis 4 A Last für den 5-V-Wandler) kann man problemlos neuere Zweifach-FETs im SO8-Gehäuse einsetzen (high-und low-side FET in einem SO8-Gehäuse). Beim zweistufigen Fall mit 8 A Last auf der 5-V-Speisung müssen mindestens zwei SO8-Gehäuse eingesetzt werden (mit heutiger Technologie ist die Integration eines Zweifach-FETs mit diesen Schaltströmen in einem SO8-Gehäuse nicht möglich).
Trotz dieser Nachteilen hat eine zweistufige Lösung auch gewisse Vorteile, welche die höheren Kosten und den schlechteren Wirkungsgrad wettmachen können. Bei der zweistufigen Lösung benötigt der zweite Wandler für die tiefere Spannung etwas weniger Platz und hat einen etwas höheren Wirkungsgrad (um ca. 1 Prozent), da ja seine Eingangsspannung bei stabilen 5 V liegt und nicht den unstabiliserten Spannungsbereich der Batterie umfasst. Obwohl diese Vorteile beim zweiten Wandler mit entsprechenden Nachteilen beim 5-V-Wandler bezahlt werden müssen, hat man so mehr Freiheiten beim Layout der Speisung für die tiefere Spannung, was wichtig ist, wenn man die CPU und die Speisung für den Prozessorkern gemeinsam auf einem möglichst kleinen Subprint platzieren will.

Zukunft der Stromversorgung
In Zukunft werden die Vorteile einer einstufigen Lösung wohl noch kleiner werden, da die Speisespannungen für den Prozessorkern in Richtung 1 V und darunter gehen. Außerdem werden die Taktfrequenzen der DC/DC-Wandler immer höher, was die Baugröße der externen Komponenten reduziert. Hohe Batterie-Spannungen und das dadurch bedingte kleine Tastverhältnis bei kleinen Ausgangsspannungen machen es immer schwieriger, bei den extrem kurzen Pulsen die gewünschten Daten zu erreichen. Schnelle Controller wie der MAX1711 (dessen Architektur unter dem Namen „Quick PWM“ läuft) haben noch keine Probleme, diese Anforderungen zu erfüllen, aber die zukünftige Entwicklung bei den Prozessoren wird diese Probleme verschärfen.
Andererseits wird sich eine Reduktion der Batterie-Zellen (und damit der Batteriespannung) bei Notebooks und anderen portablen Geräten positiv auswirken. Heute werden meistens noch drei oder vier Zellen in Serie geschaltet, wobei zwei Zellen ausreichen würden. Es ist schwierig abzuschätzen, in welche Richtung die Entwicklung gehen wird, aber es ist heute schon klar, dass die Fortschritte in der Prozess-Technologie zu immer tieferen Speisespannungen für den Prozessorkern führen werden und dass leistungsfähige Applikationen den Stromverbrauch der Prozessoren nach oben treiben, so dass die Entwickler von Stromversorgungsschaltungen auch in Zukunft gefordert sein werden.
Autor: Len Sherman – Maxim

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