Datenerfassungssysteme sind die standardmäßigen Mess- und Analyseinstrumente für Anwendungen im Industrie-, Medizin- und Telekommunikationsbereich wie zum Beispiel medizinische Bildgebungssysteme, die Audio- und Schwingungsanalyse oder das Testen analoger und digitaler Modulationssysteme. In den meisten Fällen wird das erfasste und digitalisierte Signal per FFT (Fast Fourier Transformation) aufbereitet, um die daraus resultierende Spektralanalyse nach drei dynamischen Performance-Parametern zu quantifizieren: Signal-Rauschabstand (SNR, Signal-to-Noise Ratio), störungsfreier Dynamikbereich (SFDR, Spurious-Free Dynamic Range) und Gesamtklirrfaktor (THD, Total Harmonic Distortion).

Bild 1: Blockschaltbild des Datenerfassungssystems. Um präzise zu messen, muss das System selbst deutlich besser sein als das untersuchte Signal.

Bild 1: Blockschaltbild des Datenerfassungssystems. Um präzise zu messen, muss das System selbst deutlich besser sein als das untersuchte Signal. Maxim Integrated

Damit sich die entscheidenden Größen präzise messen lassen, muss das Datenerfassungssystem selbst deutlich besser sein als das gemessene Signal. Die Performance-Grenzen des Datenerfassungssystems werden durch seinen A/D-Wandler (ADC) gesetzt sowie durch den Treiber und die Spannungsreferenz des ADC. Ein wirklich gelungenes System benötigt jedoch mehr als nur die richtigen Bauelemente.

Weil leistungsfähige aktive Bauelemente zwar unerlässlich, aber keineswegs ausreichend sind, müssen die Entwickler zusätzlich die passiven Bauteile korrekt auswählen und dimensionieren, um die Designvorgaben einzuhalten. Bevor sie endgültig über Schaltplan und Layout eines Systems entscheiden können, ist eine Analyse des Rauschens und der Verzerrungen im System notwendig, denn nur so lässt sich die mit den gewählten Komponenten erreichbare potenzielle Performance glaubwürdig abstecken.

Schrittweises Vorgehen zur Einhaltung der Designvorgaben

Gefordert war die Entwicklung eines Datenerfassungssystems mit extrem niedrigem Klirrfaktor, großem Signal-Rauschabstand und den folgenden Eckdaten:

  • Auflösung: 20 Bit
  • Abtastrate: 1,6 MSamples/s
  • Eingangssignal-Amplitude: ±3 V (bipolar, differenziell)
  • Eingangsfrequenzbereich: 0 bis 20 kHz
  • Referenzspannung: 3 V
  • Analoge Versorgungsspannung des A/D-Wandlers: 1,8 V
  • Leistungsaufnahme (nur ADC): 8,4 mW bei 1,6 MSamples/s

Auswahl der Bauelemente

Bild 2: Ansicht des Development-Kits MAX11905DIFEVKIT#. Mit ihm lassen sich die Berechnungen aus dem Artikel in der Praxis nachvollziehen.

Bild 2: Ansicht des Development-Kits MAX11905DIFEVKIT#. Mit ihm lassen sich die Berechnungen aus dem Artikel in der Praxis nachvollziehen. Maxim Integrated

Um diese (in der als PDF-Dokument angehängten Langversion dieses Beitrags genauer spezifizierten) Zielwerte zu erreichen, wählten die Designer die folgenden Bauelemente aus:

  • MAX11905, ein verzerrungsarmer 20-Bit-SAR-ADC mit einer Abtastrate von 1,6 MSamples/s
  • MAX44205, ein verzerrungsarmer Treiberverstärker mit einem Verstärkungs-Bandbreitenprodukt von 180 MHz
  • MAX6126, eine rausch- und verzerrungsarme Spannungsreferenz.

Die nächste kritische Aufgabe ist das Design eines OPV-Treiberverstärkers und eines RC-Tiefpasses zum Ansteuern des ADC. Zur Anpassung an die Erfassungszeit des ADC gilt es, einen Operationsverstärker mit ausreichend hoher Transitfrequenz zu wählen. Außerdem muss das RC-Filter die richtige Zeitkonstante aufweisen.

Die in der Online-Version enthaltene Berechnungstabelle für die ADC-Treiberschaltung (Tabelle 2) gibt im Detail das schrittweise Vorgehen zur Ermittlung der minimalen Transitfrequenz für den Operationsverstärker sowie der R- und C-Werte für den Tiefpass wieder. Operationsverstärker und RC-Tiefpass sind Bestandteil der Treiberschaltung.

Auswahl des verzerrungsarmen Treiber-OPVs

Ein leistungsstarkes Datenerfassungssystem erfordert einen Treiber-OPV mit äußerst geringem Verzerrungs- und Rauschaufkommen. Da dieser Treiber die erste Stufe des Systems bildet, gelangen das hier entstehende Rauschen und sämtliche Verzerrungen bis an den Eingang des ADC. Um die Verzerrungsarmut des ADC zu erhalten, sollten die Verzerrungen des Treibers verglichen mit jenen des ADC vernachlässigbar gering sein.

Klirrfaktor im Blick

Bild 3: Dieses Histogramm zeigt das Rauschen des Datenerfassungssystems, wenn man die ­Eingänge auf Masse legt: es folgt einer typischen Gauß’schen Glockenkurve.

Bild 3: Dieses Histogramm zeigt das Rauschen des Datenerfassungssystems, wenn man die ­Eingänge auf Masse legt: es folgt einer typischen Gauß’schen Glockenkurve. Maxim Integrated

Der Gesamtklirrfaktor wird üblicherweise als dB-Wert mit negativem Vorzeichen angegeben. Die Datenblätter der meisten differenziellen Operationsverstärker geben nur jene Verzerrungen an, die aus den Harmonischen zweiter und dritter Ordnung resultieren, da diese die wichtigste Ursache für Verzerrungen sind. Der Gesamtklirrfaktor eines Treiber lässt sich anhand der Leistung der einzelnen Harmonischen berechnen (siehe Langversion). Obwohl das Eingangssignal des Datenerfassungssystems im Bereich von 0 bis 20 kHz optimiert ist, kommt es auf die Wahl eines Operationsverstärkers mit hoher Transitfrequenz und Anstiegsgeschwindigkeit sowie geringer Ausgangsimpedanz an, damit die Erfassungszeit-Anforderungen des ADC erfüllt werden.

Um beispielsweise einen SAR-ADC (SAR: Sukzessive Approximation) mit einer minimalen Erfassungszeit von 100 ns bei 1,6 MSPS und einem ENOB-Wert von 16 Bit anzusteuern, muss der verwendete Treiber eine Transitfrequenz von mindestens 128,5 MHz aufweisen. Mit seiner Transitfrequenz von 180 MHz erfüllt der MAX44205 diese Vorgabe und empfiehlt sich zusätzlich für die Applikation durch besonders geringe Rausch- und Verzerrungswerte.

Design des Tiefpassfilters

Das RC-Tiefpassfilter zwischen Operationsverstärker und ADC hilft bei der Unterdrückung des Kickbacks, der aus dem internen Abtastkondensator (CS) des ADC resultiert, und trägt auch zur Reduzierung der Rauschbandbreite des Treiber-Operationsverstärkers bei. Das Filter muss deshalb sowohl eine kurze Einschwingzeit bieten als auch die Rauschbandbreite verringern können.

Gestützt auf das in Tabelle 2 der Onlineversion dieses Beitrags verwendete Modell lauten die berechneten CF-Werte für einen massebezogenen Kondensator (Single-Ended) 1,9 nF beziehungsweise 0,95 nF für einen differenziellen Kondensator. Im Design kam ein differenzieller Kondensator mit 1 nF zum Einsatz. CF sollte typisch in einem Bereich von 10 × CS < CF < 100 × CS liegen.

Für RF berechneten die Experten einen Wert von ZO/3 = 6,7 Ω, wobei im Design 7,5 Ω zum Einsatz kam. RF sollte typisch in einem Bereich von ZO/5 < RF < ZO liegen. Die in der Online-Version enthaltene Tabelle 3 fasst die Performance-Parameter mit den gewählten Bauteilen der System-Signalkette zusammen.

Versuchsplatine zur Evaluierung des Datenerfassungssystems

Eckdaten

Sorgfältige Beachtung der Details und das Verständnis, welche Auswirkungen die Werte der Bauelemente auf die tatsächlichen Resultate haben, sind unabdingbar, wenn es darum geht, das Potenzial eines hochauflösenden Präzisions-ADC vollständig auszuschöpfen. Wie das hier beschriebene Projekt zeigt, ist dies mit sorgfältig definierten Zielvorgaben, einer vorausgehenden Analyse und dem richtigen Leiterplattendesign ohne weiteres möglich.
Die deutschsprachige Langversion dieses Beitrags, deren PDF Sie direkt hinter diesem Beitrag finden, enthält zum besseren Verständnis diverse Formeln, Hintergrundinfos und Screenshots.

Das Datenerfassungssystem MAX11905DIFEVKIT# wurde für dieses Experiment entworfen und eingesetzt. Bild 1 zeigt das Blockschaltbild mit den Werten der passiven Bauelemente, die im Interesse eines optimalen Verzerrungsverhaltens gewählt wurden.

Um die Leistungsfähigkeit des Designs zu verifizieren, führten die Entwickler Versuche mit dem Evaluation-Board durch. Das Design kam dabei auf einen THD-Wert von -130 dB und einen Signal-Rauschabstand von 97,1 dB (bei fIN = 20 kHz und 1 MSamples/s). Tabelle 4 (siehe Langversion) enthält weitere Resultate zusammen mit den entsprechenden Zielwerten. Sämtliche Vorgaben wurden erreicht oder sogar übertroffen – mit Ausnahme des SNR-Werts, der allerdings um nur 0,2 dB hinter dem Zielwert von 97,4 dB zurückblieb.

Es ist somit durchaus möglich, in einem Datenerfassungssystem das volle Potenzial eines leistungsfähigen A/D-Wandlers und der zugehörigen Bauelemente auszuschöpfen, wenn man auf die Details achtet und verstanden hat, wie sich die gewählten Werte der Bauelemente auf das Design auswirken. Wie an diesem System aber deutlich wird, ist dies mit sorgfältiger Überlegung und fundierter Schaltungsanalyse möglich.

Versuchsergebnisse

Die DC-Performancewerte auf den (online verfügbaren) Screen-shots der grafischen Anwenderschnittstelle lassen das beachtliche ausgangsbezogene Rauschen des Datenerfassungssystems erkennen. Bei an Masse gelegten Eingängen ergab sich eine effektive Auflösung von 17,8 Bit bei 1,6 MSamples/s. Die einer Gauß’schen Glockenkurve (Bild 3) entsprechende Form und die geringe Standardabweichung des Histogramms sind gute Indikatoren für ein niedriges Gleichstromrauschen.

Hier finden Sie die Langversion des Beitrags in deutscher Sprache zum Download.