Genauigkeit zahlt sich aus

Alle modernen High-Speed-ADCs benötigen für ihre differenziellen Eingänge eine Gleichtaktspannung, die innerhalb eines bestimmten Bereichs liegt, um korrekt zu arbeiten. Das ist manchmal eine triviale Angelegenheit, wenn der A/D-Wandler einen Ausgang für die Gleichtaktspannung V_cm (eigentlich: U_cm) hat, die man dann wieder zur Eingangsschnittstelle zurückführen kann. Wenn höhere Anforderungen an einen möglichst flachen Frequenzgang bestehen oder eine sehr große Bandbreite erforderlich ist, bietet eine aktive Schaltung zur Einstellung der V_cm einige Vorteile. Noch interessanter ist die Möglichkeit, die Gleichtaktspannung am ADC-Eingang zu verschieben sowie exakt zu regeln, um damit auch den SFDR (Spurious Free Dynamic Range, störsignalfreier Dynamikbereich) zu verbessern. elektronik industrie zeigt die Umsetzung dieser Aspekte und wie ein 14-bit Low-Power ADC mit 500 MSample/s in Kombination mit einer recht simplen Regelschleife für die Gleichtaktspannung zum Einsatz kommen kann.

Bild 1: Direkte Gleichtaktspannungs-Kopplung vom A/D-Wandler durch den voll-differenziellen Verstärker (FDA) und zurück zu den ADC-Eingängen.Intersil

Viele Entwicklungen von ADC-Schnittstellen fangen mit sehr simplen Schaltungen an, die ungefähr die richtige Gleichtaktspannung für den A/D-Wandler liefern. Idealerweise bietet der letzte Verstärker eine Möglichkeit zur Regelung der Gleichtakt-Ausgangsspannung, die lediglich die V_cm-Referenz des ADCs verwendet; dies sieht dann in etwa so wie in Bild 1 aus, in dem ein differenzieller RLC-Tiefpass zweiter Ordnung als Teil einer galvanisch gekoppelten Schaltung dient.

Damit das funktioniert, muss der Signalhub des Verstärkerausgangs bei der verwendeten Gleichtaktspannung innerhalb des Aussteuerungsbereichs bleiben. Für Schaltungen mit nur einer Versorgungsspannung ist ein Verstärker mit Rail-to-Rail-Ausgängen eine gute Wahl. Für sehr niedrige Verzerrungen kommen allerdings Verstärker ohne Rail-to-Rail-Ausgang zum Einsatz, was die Umsetzung dieses Ansatzes erschwert. Beim Beispiel in Bild 1 dienen -1,1 V und +3,0 V als Versorgungsspannungen, damit die Ausgangsspannungen des ISL55210 innerhalb der Aussteuergrenzen für den A/D-Wandler (0,535 V oder 1 V Gleichtaktspannung) bleiben.

Bild 2. Typische Schnittstelle von ADC-Evaluierungs-Boards (single-ended auf differenziell, AC-gekoppelt). Intersil

Eine Fehlerquelle bei diesem Entwurf ist der Gleichtaktstrom I_cm, den der ADC aufnimmt. A/D-Wandler ohne Eingangspuffer weisen an den Eingängen einen von der Abtastfrequenz abhängigen Gleichtaktstrom auf. Selbst Typen mit Eingangspuffer nehmen an dieser Stelle einen DC-Biasstrom (Vorstrom) auf. Dadurch verringert sich die Gleichtaktspannung am Verstärkerausgang um diesen Strom multipliziert mit dem Wert des Serienwiderstands aus Bild 1. In den meisten Fällen ist R_s sehr klein, so dass sich nur eine leichte Veränderung der Gleichtaktspannung am A/D-Wandler ergibt.

Die Gleichtaktspannung des Eingangssignals lässt sich am einfachsten mit einem AC-gekoppelten Signalpfad von der Gleichtaktspannung des ADC-Eingangs entkoppeln. Tatsächlich kommt bei so gut wie allen Evaluierungs-Boards für High-Speed-ADCs ein Eingangsübertrager zum Einsatz, bei dem die für den A/D-Wandler notwendige Gleichtaktspannung am Mittelabgriff anliegt (Bild 2). Eine gängige Alternative besteht darin, anstelle eines Abschlusswiderstands zwei Widerstände mit jeweils halbem Widerstandswert zu verwenden und die Spannung dann in deren Mitte anzulegen.

Bild 3: Beispiel für die Einspeisung der Gleichtaktspannung über Induktivitäten mit einem differenziellen RLC-Filter 2. Ordnung.Intersil

Ergebnisse richtig messen

Dies funktioniert ziemlich gut; allerdings ist zur Nutzung des kompletten Eingangsspannunsgbereichs des A/D-Wandlers eine relative große Eingangsamplitude erforderlich, um die Verluste durch die Übertrager auszugleichen. Auch wenn das recht einfach aussieht, wird man beim Messen der ADC-Parameter vor den Koppelkondensator in Bild 2 noch ein sehr schmalbandiges Bandpass-Filter schalten. Dieses Filter wird normalerweise nicht gezeigt, ist aber für sogenannte Single-Tone- oder Dual-Tone-Messungen von großer Bedeutung. Während die Schaltung mit den Übertragern eine relativ große Bandbreite aufweist, engt man mit dem Filter das Rauschspektrum am Eingang ein. Gängige Anwendungen digitalisieren einen signifikaten Teil der Nyquist-Zone, so dass eine Begrenzung des Rauschbands am ADC-Eingang erforderlich ist. Für AC-gekoppelte Schaltungen stellt sich dann die Frage, wie man am besten die Gleichtaktspannung hinbekommt und gleichzeitig dem A/D-Wandler das differenzielle und gefilterte Eingangssignal liefert.

Bild 4: Frequenzgang eines RLC-Filters mit Gleichtakt-Einspeisung durch eine Induktivität.Intersil

Wenn der Signalpfad sowieso AC-gekoppelt ist, dann ist es üblich, die Gleichtakt-Referenz des A/D-Wandlers über große Induktivitäten an die ADC-Eingänge einzuspeisen. Bild 3 zeigt als Beispiel ein Modell der Eingänge des 12-Bit-ADCs KA/D5512P von Intersil.

Dieses Simulationsmodell beinhaltet sowohl die Eingangscharakteristiken des A/D-Wandlers als auch das Modell seiner internen V_cm-Schaltung. Man beachte die 0,63 mA Gleichtaktstrom, die an jedem der beiden Eingänge fließen. Dadurch verringert sich die Gleichtaktspannung an den Eingängen etwas – und zwar durch den internen 20-Ohm-Widerstand, der die 0,535 V Spannungsreferenz entkoppelt. Ziel dieses Filters ist ein flacher Frequenzgang bis 100 MHz, und dies wird auch erreicht, aber die Einspeisung über 1 µH beeinträchtigt das Band bei Frequenzen unter 10 MHz (Bild 4).

Bild 5: Breitbandiges RLC-Filter mit Einspeisung der Vcm zwischen den Widerständen am Ausgang.Intersil

Wenn dieser Aspekt bei niedrigen Frequenzen akzeptabel ist, hat dieser Ansatz den Vorteil, dass die Gleichtaktspannung am ADC-Eingang unabhängig von der Abtastrate und somit unabhängig vom Gleichtaktstrom ist. Versucht man, das untere Ende der Bandbreite durch größere Induktivitäten nach unten zu verschieben, dann kann kann es zu Problemen mit der Eigenresonanz der Spulen kommen. Die Verwendung bei höheren Frequenzen ist sicher möglich so lange der gewünschte flache Bereich etwas weniger als eine Dekade breit ist.

Breitbandigkeit

Bild 6: Simulationsergebnis des sehr breitbandingen RLC-Filters. Intersil

Für AC-gekoppelte Schnittstellen mit extremen Bandbreiten (mehrere Dekaden) lässt sich die Gleichtaktspannung durch zwei zum RLC-Filter gehörende Widerstände einfach einspeisen. Bild 5 zeigt ein Beispiel, das von 1 kHz bis 100 MHz eine flache (0,5 dB) Charakteristik aufweist, Bild 6 den Frequenzgang dieser Schaltung. Das Arbeitsband ist dabei im unteren Frequenzbereich signifikant breiter.

Die Gleichtaktspannung des A/D-Wandlers wurde hier als Thévenin-Äquivalent aus der Referenzspannung des ADC und der 3,3 V Versorgungsspannung des Verstärkers entwickelt und anschließend durch die 200-Ohm-Filterwiderstände von den in Bild 5 gezeigten 0,834 V auf die 0,574 V an den ADC-Eingängen reduziert. Diese Schaltung wurde optimiert, um als Zwischenfilter auf einem neuen Evaluierungs-Board für Verstärker + ADC zu arbeiten, wobei die Entwickler den letzten Kondensator empirisch von 22 pF auf 10 pF verkleinerten, um einen flachen Frequenzgang bis 100 MHz zu erreichen (wegen der parasitären Kapazitäten auf der Leiterplatte). Während sich hiermit ein breitbandiger Frequenzgang ergibt, ändert sich nun die Gleichtaktspannung an den ADC-Eingängen mit der Abtastrate. Als Folge daraus beträgt die zu verwendende Abtastrate auf dem Board mindestens 200 MSample/s und nicht wie im Datenblatt des A/D-Wandlers angegeben 80 MSample/s.

Bild 7: Sehr breitbandiges RLC-Filter mit Vcm-Regelschleife.Intersil

Regelschleife für die ADC-Gleichtaktspannung

Wenn eine sehr breitbandige Filterstufe gefragt ist, bietet es sich an, einen niederfrequenten DC-Regelkreis zwischen den beiden Widerständen am Ausgang des differenziellen Filters einzufügen (Bild 7).

Hier misst die Schaltung die Gleichtaktspannung an den ADC-Eingängen (die beiden Widerstände mit 20 kΩ) und gibt das Ergebnis in einen niederfrequenten I-Regler. Dieser preiswerte Operationsverstärker benötigt lediglich 130 µA von der gleichen 3,3-V-Versorgung wie der Verstärker in der letzten Stufe. Die Regelschleife sorgt dafür, dass die Spannung an den ADC-Eingängen mit der Spannung am nicht-invertierenden Eingang des A/D-Wandlers übereinstimmt.

Diese Schaltung eignet sich für einen 14-bit-ADC mit 500 MSample/s mit relativ niedriger Eingangsimpedanz und signifikanter Kapazität. Um die Eingangsimpedanz des Filters bei geringer Einfügungsdämpfung hoch zu halten, wäre es wünschenswert, relativ große externe Widerstände parallel zu dem oben gezeigten 200-Ω-ADC-Eingangswiderstand zu haben. Mit den 1,3 mA Gleichtaktstrom in jeden Pin ergibt sich ein zu beachtender Spannungsabfall von der Steuerspannung zwischen den beiden Widerständen bis zur Gleichtaktspannung an den ADC-Eingängen. In Bild 7 ist dies an den 2,19 V am Ausgang des Regelverstärkers ISL28113 zu sehen. Der Frequenzgang dieses Filters is sehr breitbandig (Bild 8).

Bild 8: Differenzieller Frequenzgang des Filters aus Bild 7. Intersil

Diese relativ simple Ergänzung der Filterschaltung führt nicht nur zu einer sehr genauen Gleichtaktspannung am ADC sondern sie macht das auch, wenn die Abtastrate des A/D-Wandlers sinkt und sich dadurch der Gleichtaktstrom in den ADC verringert. Das ergibt eine flexible Test- und Systemplattform für den gesamten Bereich des A/D-Wandlers von 80 MSamples/s bis 500 MSamples/s. Während die meisten ADC einen gewissen Gleichtaktspannungsbereich unterstützen, gleicht diese Regelschleife die meisten Produktionstoleranzen von Gleichtaktspannung und –strom sowie von Widerständen aus.

Bessere Ergebnisse mit der V_cm-Regelschleife

Sogar bei gepufferten ADC-Eingangsstufen, bei denen sich I_cm nicht mit der Abtastrate ändert, weisen alle A/D-Wandler sehr kleine Nichtlinearitäten der Eingangsimpedanz auf. Oft wird dieser Effekt bei der Charakterisierung des ADC kaschiert, indem Signalquellen mit extrem niedrigen DC- und AC-Ausgangsimpedanzen zum Einsatz kommen. Eine aus diesem Grund vor den A/D-Wandler gesetzte Filterstufe hat Wechselwirkungen mit dieser Nicht-Linearität der Eingangsimpedanz zur Folge und erzeugt Verzerrungen direkt am Eingang des ADC. Dieser Effekt ist oft spannungsabhängig und reproduzierbar von der Eingangsstufe abhängig. Oft lässt sich ein besserer V_cm-Arbeitspunkt finden und mit der oben beschriebenen Regelschleife einstellen. Ändert man in Bild 7 die Spannung am nicht-invertierenden Eingang des ISL28113 und speist ein Signal von 65 MHz in den ISLA214P50 ein, dann erhält man das in Bild 9 gezeigte Ergebnis.

Bild 9: FFT-Ergebnis in Abhängigkeit von der Eingangsgleichtaktspannung unter Benutzung der Regelschleife.Intersil

Die komplette Testschaltung beinhaltet eine 20-dB-Verstärkerstufe mit dem ISL55210, der das Filter und die V_cm-Regelschaltung aus Bild 7 treibt. Das Ergebnis zeigt auf Grund der zusätzlichen durch den Verstärker verursachten Verzerrungen einen etwas niedrigeren HD2-Wert als das Datenblatt des A/D-Wandlers (-83 dBc). In diesem speziellen Fall zeigt HD3 ein klares Minimum bei 0,94 V – weit unter dem typischen Datanblattwert des ADC von -87 dBc – während HD2 relativ unabhängig von der Gleichtaktspannung ist. Das Ergebnis aus Bild 9 beinhaltet den Ausschlag des Ausgangssignals, die Belastung des Filters und dessen Frequenzverlauf, sowie den DC-Arbeitspunkt aus dem ADC und dessen Einfluss auf die Filterkonstante, während nur die Gleichtaktspannung an den ADC-Eingängen geändert wurde. Damit sollte man unabhängig von irgendwelchen unsymmetrischen Eingangsimpedanzen des A/D-Wandlers sein, und in diesem Fall ist es wahrscheinlich, dass der Verstärker im wesentlichen HD2 bestimmt und damit für den relativ flachen Verlauf über V_cm verantwortlich ist. Das Profil wird sich mit der jeweiligen Filterschaltung ändern, da dessen Quellimpedanz aus Sicht der ADC-Eingänge die Verzerrungen durch die nicht-lineare Eingangsimpedanz verschlimmert. Mit der einfachen V_cm-Regelschleife aus Bild 7 lässt sich die Problematik für jedes beliebige Filter in Kombination mit einem A/D-Wandler schnell einschätzen.

(av)