Resolver sind elektromechanische Sensoren, die Winkelpositionen exakt messen. Sie arbeiten als veränderliche Koppeltransformatoren, bei denen sich die Stärke der magnetischen Kopplung zwischen der Primärwicklung und zwei Sekundärwicklungen mit der Lage des rotierenden Elements (Rotor) ändert. Resolver befinden sich normalerweise auf der Motorwelle. Sie vertragen extreme Bedingungen über lange Zeiten und eignen sich daher für industrielle Motorsteuerungen, Servos, Roboter, Antriebsstränge von Hybrid- und Elektrofahrzeugen und viele andere Anwendungen, die eine genaue Rotation der Welle erfordern.

Bild 1: Der klassische Resolver (a) hat eine Primärwicklung am Rotor und zwei Sekundärwicklungen am Stator. Beim Resolver mit veränderlicher Reluktanz (b) befinden sich alle Wicklungen am Stator.

Bild 1: Der klassische Resolver (a) hat eine Primärwicklung am Rotor und zwei Sekundärwicklungen am Stator. Beim Resolver mit veränderlicher Reluktanz (b) befinden sich alle Wicklungen am Stator.Analog Devices

Standard-Resolver verfügen über eine Primärwicklung am Rotor und zwei Sekundärwicklungen am Stator. Resolver mit veränderlichem magnetischem Widerstand (Reluktanz) haben hingegen keine Wicklungen am Rotor: Ihre Primär- und Sekundärwicklungen befinden sich im Stator. Die Reluktanz zwischen Rotor und Stator verändert sich mit dem Drehwinkel nach einer sinusförmigen Funktion. Bild 1 zeigt beide Varianten.

Prinzip der Messung

Sobald die Primärwicklung (R1R2) mit einem sinusförmigen Signal angeregt wird (Gleichung 1), wird in die Sekundärwicklungen ein Signal induziert. Die Stärke dieser Einkopplung in die Sekundärwicklungen ist eine Funktion der Lage des Rotors relativ zur Lage des Stators unter Berücksichtigung eines Dämpfungsfaktors, auch Resolver-Transformationsverhältnis genannt. Da die Sekundärwicklungen mechanisch um 90° versetzt sind, sind die zwei Sinussignale am Ausgang um 90° phasenversetzt. Die Gleichungen 2 und 3 beschreiben die Beziehungen zwischen Resolver-Eingangs- und Ausgangsspannungen. Gleichung 2 ist das Sinussignal, Gleichung 3 das Cosinussignal.

  • R1 – R2 = E0 sin ɷt  (1)
  • S3 – S1 = T × E0 sin ɷt × sin θ  (2)
  • S2 – S4 = T × E0 sin ɷt × cos θ  (3)

Darin ist θ der Winkel der Welle, ω die Anregungssignalfrequenz, E0 die Amplitude des Anregungssignals und T das Resolver-Transformationsverhältnis.

Bild 2: Die elektrischen Signale eines Resolvers (Sinus und Cosinus) bei Anregung an der Primärwicklung.

Bild 2: Die elektrischen Signale eines Resolvers (Sinus und Cosinus) bei Anregung an der Primärwicklung.Analog Devices

Die beiden Ausgangssignale werden vom Sinus und Cosinus des Winkels der Welle moduliert: Bild 2 zeigt das Anregungssignal (unten) sowie die Sinus- und Cosinus-Ausgangssignale. Das Sinussignal hat eine maximale Amplitude bei 90° und 270°, beim Cosinussignal liegt die maximale Amplitude bei 0° und 180°.

Ein Resolver-Sensor weist bestimmte Parameter auf, die man bei der Entwicklung berücksichtigen sollte. Tabelle 1 enthält die wichtigsten elektrischen Parameter und die zugehörigen typischen Spezifikationen.

Tabelle 1: Wichtige Resolver-Parameter.

Tabelle 1: Wichtige Resolver-Parameter.Analog Devices

Resolver/Digital-Wandler

Die Primärwicklung wird durch das sinusförmige Referenzsignal angeregt. Zwei differenzielle Ausgangssignale, Sinus und Cosinus, werden elektromagnetisch in die Sekundärwicklungen induziert. Ein zwischen Resolver und System-Mikroprozessor angeordneter Resolver/Digital-Wandler (RDC) nutzt diese Sinus- und Cosinussignale zum Dekodieren der Winkelposition und Drehzahl der Motorwelle.

Ein Großteil der RDCs nutzt eine Tracking-Schleife des Typs II für Positions- und Geschwindigkeitsberechnungen. Typ-II-Schleifen nutzen einen Filter zweiter Ordnung um sicherzustellen, dass sowohl im stationären Zustand wie auch bei konstanter Drehzahl keine Fehler vorhanden sind. Der RDC tastet beide Eingangssignale simultan ab, um der Tracking-Schleife digitalisierte Daten zur Verfügung zu stellen. Mit dem AD2S1210 hat Analog Devices einen neuen RDC im Portfolio, der diesen Schleifentyp nutzt. Dieser komplette 10- bis 16-Bit-Tracking-Wandler mit integriertem, programmierbaren Sinusoszillator liefert das Anregungssignal für die Primärwicklung.

Tabelle 2: RDC-Parameter und Werte für den AD2S1210.

Tabelle 2: RDC-Parameter und Werte für den AD2S1210.Analog Devices

Verstärkung nötig

Wie in Tabelle 1 spezifiziert, benötigt ein typischer Resolver zum Treiben der Primärwicklung ein Low-Impedanz-Signal von 3 bis 7 Veff. An einer Versorgungsspannung von 5 V liefert der RDC an den Anregungsausgängen ein differenzielles Signal von 7,2 Vss (typisch). Dieses Signal verfügt aber nicht über die nötige Amplitude und Treiberfähigkeit, um die Eingangsspezifikationen des Resolvers zu erfüllen. Zudem dämpfen Resolver die Signale bis zum Faktor 5. Damit erfüllt die Amplitude am Ausgang des Resolvers nicht die an die Eingangsamplitude des RDC gestellten Anforderungen (Tabelle 2).

Bild 3: Das Blockdiagramm eines typischen Resolver-Systems zeigt, dass der AD2S1210 noch eine Verstärkerstufe benötigt, um den Resolver anzuregen. Dessen Ausgangssignale durchlaufen einen Tiefpassfilter.

Bild 3: Das Blockdiagramm eines typischen Resolver-Systems zeigt, dass der AD2S1210 noch eine Verstärkerstufe benötigt, um den Resolver anzuregen. Dessen Ausgangssignale durchlaufen einen Tiefpassfilter.Analog Devices

Um dieses Problem zu lösen, empfiehlt sich ein differenzieller Verstärker, der das sinusförmige Signal für die Primärwicklung verstärkt (Bild 3). Er muss in der Lage sein, Lasten bis hinunter auf 100 Ω zu treiben. Eine gängige Praxis ist, die Primärwicklung mit einem großen Signal zu treiben um ein gutes Signal/Rausch-Verhältnis zu erzielen. Die ausgangsseitigen Sinus- und Cosinussignale lassen sich dann mit einem Widerstandsteiler dämpfen.

In vielen Industrie- und Automotive-Anwendungen werden RDCs in Umgebungen mit hohem elektrischem Rauschen eingesetzt. Dieses Rauschen kann HF-Rauschen in die Sinus- und Cosinus-Leitungen induzieren. Um dieses Problem zu lösen, setzt man einen einfachen differenziellen Tiefpassfilter so nahe wie möglich am RDC ein. Bild 3 zeigt eine typische Resolver/Digitalwandler-Schnittstelle inklusive Verstärker und Filter.

Bild 4: Der AD2S1210 verfolgt kontinuierlich den Achsenwinkel θ, indem er einen Ausgangswinkel ϕ produziert, diesen zum Eingangswinkel zurückführt und mit ihm vergleicht.

Bild 4: Der AD2S1210 verfolgt kontinuierlich den Achsenwinkel θ, indem er einen Ausgangswinkel ϕ produziert, diesen zum Eingangswinkel zurückführt und mit ihm vergleicht.Analog Devices

Funktionsweise

Bild 4 zeigt die Funktionsblöcke im RDC. Der Wandler verfolgt kontinuierlich den Achsenwinkel θ, indem er einen Ausgangswinkel ϕ produziert, diesen zum Eingangswinkel zurückführt und mit ihm vergleicht. Der resultierende Fehler zwischen den zwei Winkeln wird minimiert, wenn der Wandler die Position verfolgt. Zur Messung des Fehlers werden die Sinus- und Cosinus-Eingänge mit cos ϕ beziehungsweise sin ϕ multipliziert:

  • Für S3 – S1: E0 sin ɷt × sin θ cos ϕ (4)
  • Für S2 – S4: E0 sin ɷt × cos θ sin ϕ (5)

Dann wird die Differenz zwischen den beiden gebildet:

  • E0 sin ɷt × (sin θ cos ϕ – cos θ sin ϕ) (6)

Dann wird das Signal demoduliert, wofür das Systen die intern erzeugte synthetisierte Referenz nutzt:

  • E0 (sin θ cos ϕ – cos θ sin ϕ) (7)

Mit einer trigonometrischen Funktion, E0 (sin θ cos ϕ – cos θ sin ϕ) = E0 sin (θ – ϕ), was für kleine Werte eines Winkelfehlers (θ – ϕ) etwa gleich E0 (θ – ϕ) ist. E0 (θ – ϕ) ist die Differenz zwischen dem Winkelfehler des Rotors und dem digitalen Winkelausgang des Wandlers. Die Typ-II-Tracking-Schleife arbeitet, um das Fehlersignal auf null zu bringen. Wenn sie dies erreicht hat, entspricht ϕ dem Resolver-Winkel θ.

Auf einen Blick

Der Beitrag erklärt die Funktionsweise eines Resolvers und leitet daraus ab, wie ein Präzisions-Resolver/Digital-Wandler die Winkelposition und die Drehzahl misst. In der Praxis muss der Entwickler rund um Wandlerbausteine wie den AD2S1210 jedoch die Signalketten sorgfältig aufbauen.

Ingenieure müssen mehrere Parameter berücksichtigen die zur Charakterisierung von Resolver/Digital-Wandlern dienen, bevor sie das geeignete Bauteil auswählen. Tabelle 2 zeigt wichtige RDC-Parameter und Spezifikationen für den AD2S1210.

Fehlerquellen

Die Genauigkeit eines Komplettsystems wird durch die Genauigkeit des RDC sowie Fehler des Resolvers, die Systemarchitektur, die Verdrahtung, Anregungspuffer sowie Sinus/Cosinus-Eingangsschaltkreise bestimmt. Die häufigsten Quellen von Systemfehlern sind Amplituden-Fehlanpassung, Signalphasenverschiebung, Offsets und Beschleunigung.

Amplituden-Fehlanpassung ist die Differenz in den Spitze/Spitze-Amplituden der Sinus- und Cosinussignale, wenn sich diese an ihren Spitzen-Amplituden 0° und 180° für Cosinus und 90° und 270° für Sinus befinden. Eine Fehlanpassung kann durch Änderungen an den Resolver-Wicklungen oder durch die Verstärkung zwischen den Sinus- und Cosinus-Eingängen von Resolver und RDC entstehen. Gleichung 3 lässt sich wie folgt umschreiben:

  • S2 – S4 = T × (1 + δ) × E0 sin ɷt × cos θ (8)

Darin ist δ die prozentuale Amplitudenfehlanpassung des Cosinussignals relativ zum Sinussignal. Der statische Positionsfehler ε, ausgedrückt in Rad, ist definiert als

  • ɛ = δ / 2 sin (2θ) (9)

Gleichung 9 zeigt, dass der Fehler der Amplitudenfehlanpassung mit der zweifachen Drehzahl oszilliert – mit einem Maximum von δ/2 bei ungeraden ganzzahligen Vielfachen von 45° und ohne Fehler bei 0°, 90,° 180° und 270°. Bei einem 12-Bit-RDC ergibt eine Amplitudenfehlanpassung von 0,3 % einen Fehler von etwa 1 LSB.

DC-Offset

Bild 5: Der durch den Gleichtaktoffset eingebrachte Fehler ist schlimmer in den Quadranten in denen die Sinus- und Cosinus-Trägerfrequenzen gegeneinander phasenversetzt sind.

Bild 5: Der durch den Gleichtaktoffset eingebrachte Fehler ist schlimmer in den Quadranten in denen die Sinus- und Cosinus-Trägerfrequenzen gegeneinander phasenversetzt sind. Analog Devices

Der RDC arbeitet mit differenziellen Sinus- und Cosinussignalen des Resolvers. Der Resolver entfernt alle DC-Komponenten von der Trägerfrequenz. Daher muss ein DC-Offset von URef/2 hinzugefügt werden, um sicherzustellen, dass sich die Ausgangssignale des Resolvers im richtigen Arbeitsbereich des RDC befinden. Jeder Offset im DC-Offset zwischen SIN- und SINLO-Eingängen oder COS- und COSLO-Eingängen bewirkt einen zusätzlichen Systemfehler.

Der durch den Gleichtaktoffset eingebrachte Fehler ist schlimmer in den Quadranten, in denen die Sinus- und Cosinus-Trägerfrequenzen gegeneinander phasenversetzt sind. Dies tritt bei Positionen zwischen 90° und 180° beziehungsweise 270° und 360° auf (Bild 5). Gleichtaktspannungen zwischen den Anschlüssen bewirken ein Offset des differenziellen Signals um die doppelte Gleichtaktspannung. Der RDC verhält sich ratiometrisch. Somit verursachen Änderungen in der Amplitude der eintreffenden Signale einen Positionsfehler.

Bild 6: Selbst wenn die differenzielle Spitze/Spitze-Amplituden der Sinus- und Cosinussignale gleich sind, können die erhaltenen Amplituden der eintreffenden Signale verschieden sind und zu einer Fehlanpassung führen.

Bild 6: Selbst wenn die differenzielle Spitze/Spitze-Amplituden der Sinus- und Cosinussignale gleich sind, können die erhaltenen Amplituden der eintreffenden Signale verschieden sind und zu einer Fehlanpassung führen.Analog Devices

Bild 6 zeigt, dass, selbst wenn die differenzielle Spitze/Spitze-Amplituden der Sinus- und Cosinussignale gleich sind, die erhaltenen Amplituden der eintreffenden Signale verschieden sind. Der Fehler im ungünstigsten Fall tritt bei 135° und 315° auf. Bei 135° ist A = B in einem idealen System, jedoch A ≠ B in Anwesenheit von Offset. Somit tritt eine Amplitudenfehlanpassung auf.

Phasenverschiebung

Eine andere Fehlerquelle ist die differenzielle Phasenverschiebung zwischen den Sinus- und Cosinussignalen des Resolvers. Ein bestimmtes Maß an differenzieller Phasenverschiebung ist bei allen Resolvern vorhanden und auf die Kopplung zurückzuführen. Eine kleine Resolver-Restspannung oder Quadratur-Spannung lässt auf eine kleine differenzielle Phasenverschiebung schließen. Eine zusätzliche Phasenverschiebung kann entstehen, wenn die Sinus- und Cosinus-Verbindungsleitungen unterschiedlich lang sind oder verschiedene Lasten treiben. Die differenzielle Phase des Cosinussignals relativ zum Sinussignal ist:

  • S2 – S4 = T × E0 sin (ɷt + α) × cos θ (10)

Darin ist α die differenzielle Phasenverschiebung. Aufgelöst nach dem durch α eingeführten Fehler ergibt den folgenden Fehlerausdruck mit α und ε in Rad:

  • ε = α2 / 2 × 0,5 (11)

Die meisten Resolver bringen eine Phasenverschiebung zwischen dem Anregungs-Referenzsignal und den Sinus- und Cosinussignalen mit sich. Dies bewirkt einen zusätzlichen Fehler ε:

  • ε = 0,53 × α × β (12)

Darin ist β die Phasenverschiebung zwischen den Sinus/Cosinus-Signalen und dem Anregungs-Referenzsignal.

Dieser Fehler lässt sich minimieren, indem man einen Resolver mit einer kleinen Restspannung wählt, sicherstellt, dass die Sinus- und Cosinussignale identisch behandelt werden und man die Referenzphasenverschiebung entfernt.

Geschwindigkeitsspannung

Unter statischen Arbeitsbedingungen beeinträchtigt die Phasenverschiebung zwischen der Anregungsreferenz und den Signalleitungen die Genauigkeit des Wandlers nicht. Resolver erzeugen bei Drehbewegungen sogenannte „Geschwindigkeitsspannungen“ (Speed Voltage) in Folge der reaktiven Komponenten der Rotorimpedanz und den relevanten Signalen. Geschwindigkeitsspannungen, die nur bei Drehbewegungen und nicht bei statischen Winkelpositionen auftreten, sind 90° phasenversetzt zum Signal von Interesse. Ihre maximale Amplitude ist

  • Geschwindigkeitsspannung = Motordrehzahl / Anregungsfrequenz (13)

In praktischen Resolvern enthalten Rotorwicklungen sowohl reaktive wie auch resistive Komponenten. Die resistive Komponente produziert in der Referenzanregung, die vorhanden ist wenn der Rotor steht oder sich dreht, eine Phasenverschiebung von ungleich Null (Nonzero). Zusammen mit den Geschwindigkeitsspannungen produziert die Nonzero-Phasenverschiebung der Anregung einen Tracking-Fehler, der sich so annähern lässt:

  • ε = β × Geschwindigkeitsspannung (14)
Bild 7: Synthetische Referenz, um den Phasenfehler zwischen Resolver-Referenzanregung und den Sinus/Cosinus-Signalen zu kompensieren.

Bild 7: Synthetische Referenz, um den Phasenfehler zwischen Resolver-Referenzanregung und den Sinus/Cosinus-Signalen zu kompensieren.Analog Devices

Um den Phasenfehler zwischen Resolver-Referenzanregung und den Sinus/Cosinus-Signalen zu kompensieren nutzt der AD2S1210 die intern gefilterten Sinus- und Cosinussignale zur Synthetisierung eines internen Referenzsignals in Phase mit dem Referenzfrequenzträger. Erzeugt, indem man den Nulldurchgang des Sinus oder des Cosinus bestimmt, und die Phase der Resolver-Referenzanregung evaluiert, wird die Phasenverschiebung zwischen den Referenz- und Sinus/Cosinus-Eingängen auf unter 10° reduziert. Dies funktioniert bei Phasenverschiebungen von ±44°. Ein Blockdiagramm des synthetischen Referenzblocks zeigt Bild 7.

Beschleunigungsfehler

Bild 8: Das Schleifenverhalten für den AD2S1210 berücksichtigt, dass bei einer Beschleunigung auch bei Typ-II-Tracking-Schleifen ein Positionsfehler auftreten kann.

Bild 8: Das Schleifenverhalten für den AD2S1210 berücksichtigt, dass bei einer Beschleunigung auch bei Typ-II-Tracking-Schleifen ein Positionsfehler auftreten kann.Analog Devices

Der Vorteil von Typ-II-Tracking-Schleifen gegenüber Typ-I-Schleifen ist, dass bei konstanter Drehzahl kein Positionsfehler auftritt. Selbst bei einem perfekt ausgeglichenen System wird jedoch durch Beschleunigung ein Fehler entstehen. Die Höhe des Fehlers in Folge Beschleunigung ergibt sich aus der Reaktion der Steuerschleife. Bild 8 zeigt das Schleifenverhalten für den AD2S1210. Die Schleifenbeschleunigungskonstante Ka ist

  • Ka = (k1 × k2 × c2 (1 – a)) / T2 (1 – b) (15)

Darin ändern sich die Schleifenkoeffizienten mit der Auflösung, der Amplitude des Eingangssignals und der Abtastperiode. Der AD2S1210 tastet während jeder CLKIN-Periode zweimal ab. Der Tracking-Fehler in Folge Beschleunigung lässt sich so berechnen:

  • Tracking-Fehler = Eingangsbeschleunigung / Ka (16)
Bild 9: Winkelfehler gegenüber der Beschleunigung, je nach Auflösung des Wandlers.

Bild 9: Winkelfehler gegenüber der Beschleunigung, je nach Auflösung des Wandlers.Analog Devices

Bild 9 zeigt den Winkelfehler gegenüber der Beschleunigung für verschiedene Auflösungen.

Eingangsfilter

Für höchste Systemgenauigkeit verbindet man die Resolver-Ausgänge direkt mit den SIN-, COS-, SINLO- und COSLO-Pins des AD2S1210. So lassen sich Fehlanpassungen oder Phasenverschiebungen reduzieren. Dies ist jedoch nicht immer machbar. Es kann erforderlich sein die Sinus- und Cosinus-Signale des Resolvers zu dämpfen um die Spezifikationen für den Eingang des RDC zu erfüllen. Auch kann bei Umgebungen mit elektromagnetischen Störungen eine Signalfilterung erforderlich sein. Ein ESD- oder Kurzschlussschutz am Resolver-Anschluss kann ebenfalls erforderlich sein.

Bild 10: Typische Schnittstellenschaltung zwischen Resolver und AD2S1210.

Bild 10: Typische Schnittstellenschaltung zwischen Resolver und AD2S1210.Analog Devices

Bild 10 zeigt eine typische Schnittstellenschaltung zwischen Resolver und AD2S1210. Die Serienwiderstände und die Dioden bieten einen geeigneten Schutz, um die Energie bei externen Ereignissen wie ESD oder Kurzschluss gegen die Versorgungsspannung oder Masse zu reduzieren. Die Widerstände und der Kondensator bilden einen Tiefpassfilter, der die Einkopplung von HF-Rauschen, welches beim Treiben des Motors entsteht, in die Resolver-Eingänge reduziert. Es kann auch erforderlich sein, die Sinus- und Cosinus-Eingangssignale des Resolvers zu dämpfen, um die Spezifikationen des RDCs bezüglich der Eingangsspannung zu erfüllen. Dies lässt sich mit einem zusätzlichen Widerstand Ra erreichen.

Der AD2S1210 verfügt über interne Schaltkreise, um SIN, SINLO, COS und COSLO bis VRef/2 vorzuspannen. Dieser schwache Offset kann leicht übersteuert werden. Eine einfache Methode, um dies zu erreichen, ist die Einbindung des 47-kΩ-Widerstands RB, der die Signale auf 2,5 V vorspannt.

Anregungspuffer

Ein Puffer ist normalerweise erforderlich um die niederohmigen Eingänge des Resolvers zu treiben. Dieser Anregungspuffer kann auf viele Arten implementiert werden. Zwei Möglichkeiten sind hier gezeigt. Die erste Schaltung wird üblicherweise in Automotive- und Industrie-Entwicklungen verwendet, während die zweite die Entwicklung vereinfacht indem sie die Standard Push/Pull-Architektur durch einen Verstärker mit hohem Ausgangsstrom ersetzt.

Bild 11: Der Hochstrom-Referenzpuffer nutzt einen Operationsverstärket des Typs AD8662 mit Push/Pull-Ausgang.

Bild 11: Der Hochstrom-Referenzpuffer nutzt einen Operationsverstärket des Typs AD8662 mit Push/Pull-Ausgang.Analog Devices

Der Hochstromtreiber in Bild 11 verstärkt den Oszillatorausgang und passt den Pegel an. Der Treiber in Bild 11 nutzt einen rauscharmen Präzisionsverstärker des Typs AD8662 und eine diskrete Emitter-Folger-Ausgangsstufe. Eine zweite Pufferschaltung stellt ein komplett differenzielles Signal zum Treiben der Primärwicklung des Resolvers zur Verfügung.

Dieser Hochstrompuffer bietet eine Treiberfähigkeit, einen Verstärkungsbereich und eine Bandbreite, die für einen Standard-Resolver optimiert sind. Er kann so eingestellt werden, dass er spezifische Anforderungen von Anwendung und Sensor erfüllt. Das komplexe Design bringt jedoch Nachteile hinsichtlich Zahl der Bauteile, Leiterplattenfläche, Kosten und Entwicklungszeit zur Anpassung an anwendungsspezifische Erfordernisse mit sich.

Das Design lässt sich optimieren, indem man den AD8662 durch einen Verstärker ersetzt der den hohen Ausgangsstrom zum direkten Treiben von Resolvern liefert. Dies vereinfacht die Entwicklung und spart eine Push/Pull-Stufe.

Bild 12: Hochstrom-Referenzpuffer, aufgebaut mit dem Operationsverstärkermodell AD8397.

Bild 12: Hochstrom-Referenzpuffer, aufgebaut mit dem Operationsverstärkermodell AD8397.Analog Devices

Optimierter Hochstromtreiber

Der Hochstromtreiber in Bild 12 nutzt den zweikanaligen Hochstrom-Operationsverstärker AD8397 mit Rail-to-Rail-Ausgängen, um den Ausgang des Referenz-Oszillators zu verstärken und den Pegel anzupassen. So wird die Schnittstelle zum Resolver optimiert. Der AD8397 erreicht Eigenschaften wie eine geringe Verzerrung, einen hohen Ausgangsstrom und einen großen Dynamikbereich. Damit eignet er sich ideal für den Einsatz zusammen mit Resolvern. Mit 310 mA Ausgangsstrom bei 32-Ω-Lasten kann er ohne die herkömmliche Push/Pull-Stufe die erforderliche Leistung an einen Resolver liefern. Dies vereinfacht die Treiberschaltung und reduziert die Leistungsaufnahme. Eine zweite Schaltung liefert ein differenzielles Signal zum Treiben der Primärwicklungen. Verfügbar in einem achtpoligen SOIC-Gehäuse ist der AD8397 für den erweiterten industriellen Temperaturbereich von –40 bis +125 °C spezifiziert.

Tabelle 3: RDC-System-Response-Parameter.

Tabelle 3: RDC-System-Response-Parameter.Analog Devices

Die Werte der passiven Bauteile können verändert werden, um eine andere Ausgangsamplitude und Gleichtaktspannung zu erhalten. Die Ausgangsamplitude lässt sich über die Verstärkung R2/R1 und die Gleichtaktspannung über R3 und R4 einstellen.

Tiefpass

Der Kondensator C1 und der Widerstand R2 bilden einen Tiefpassfilter zur Minimierung von Rauschen an den EXC- und invertierten EXC-Ausgängen. Der Kondensator sollte gewählt werden, um die Phasenverschiebung des Trägers zu minimieren. Die gesamte Phasenverschiebung zwischen dem Anregungsausgang und den Sinus- und Cosinus-Eingängen sollte den Phase-Lock-Bereich des RDC nicht übersteigen. Der Kondensator ist optional, da klassische Resolver HF-Komponenten gut herausfiltern.

Bild 13: Vergleich des AD8397-Puffers gegenüber dem Push/Pull-Puffer mit AD8662.

Bild 13: Vergleich des AD8397-Puffers gegenüber dem Push/Pull-Puffer mit AD8662.Analog Devices

Bild 13 zeigt den AD8397-Referenzpuffer im Vergleich zu einer traditionellen Push/Pull-Schaltung. Ein FFT-Analysator misst die Leistung der Grund- und harmonischen Schwingungen auf den Anregungssignalen des AD2S1210. Die Leistung jeder Grundschwingung zeigt wenig Diskrepanz zwischen beiden Konfigurationen, jedoch weist der Puffer AD8397 reduzierte Harmonische auf.

Obwohl die AD8397-Schaltung etwas geringere Verzerrungen aufweist, bieten beide Puffer eine ausreichende Leistungsfähigkeit. Ein Verzicht auf die Push/Pull-Stufe vereinfacht die Entwicklung. Außerdem reduzieren sich der Platzbedarf und die Leistungsaufnahme gegenüber einer herkömmlichen Schaltung.

Schlussbemerkung

In Kombination mit dem Resolver/Digital-Wandler AD2S1210 lassen sich mit Resolvern hochgenaue und robuste Steuerungssysteme für Positions- und Drehzahlmessungen in Motorsteuerungen entwickeln. Um die bestmögliche Leistungsfähigkeit zu erreichen, sind Pufferschaltkreise auf Basis der Bauteile AD8662 oder AD8397 erforderlich. Sie dienen zur Verstärkung der Anregungssignale und liefern die für den Resolver benötigte Treiberstärke. Zur Vervollständigung des Systems kann eine einfache Eingangsschaltung die Signalaufbereitung wie erforderlich übernehmen.

Wie bei allen Mixed-Signal Mechatronik-Signalketten muss die Entwicklung mit Sorgfalt erfolgen, um ein genaues System zu erhalten, das alle Fehlerquellen berücksichtigt. Mit seiner variablen Auflösung, Referenzerzeugung und auf dem Chip befindlichen Diagnosefunktionen ist der AD2S1210 eine sehr gute RDC-Lösung für Resolver-Anwendungen. Das Bauteil ist für den industriellen und den Automotive-Temperaturbereich erhältlich.