Sparsam und effizient

Die Stromversorgungsregler MAX1864/MAX1865 ermöglichen es, bei kostenkritischen Anwendungen, mit einem einzigen IC aus einer ungeregelten Stromversorgung am Eingang drei oder sogar fünf Spannungen am Ausgang zu realisieren.

Die beiden Stromversorgungsregler MAX1864/MAX1865 von Maxim Integrated Products sind prädestiniert für Anwendungen in ADSL-Modems, Kabelmodems, X-DSL, Set-Top Boxen und auch in Kfz-Unterhaltungssystemen, wo Kosteneinsparungen Priorität haben.
Das Innenleben des ICs besteht im Wesentlichen aus einem DC/DC-Controller sowie mehreren Linear-Controllern. Je nach Ausführung des externen Wickelguts, meist eine Spule mit mehreren Sekundärwicklungen, kann eine Hauptspannung erzeugt werden sowie mehrere höhere oder niedrigere Spannungen, die dann als Eingang für die zwei (MAX1864) oder vier (MAX1865) weiteren Linearregler dienen. Zumeist dienen diese Linearregler zur Versorgung von Bausteinen mit niedrigerem Strombedarf. So ist es z. B. möglich, aus einer 12-V-Eingangsspannung die Ausgangsspannungen Uout1 = 3,3 V mit 1 A, Uout2 = 2,5 V mit 300 mA und Uout3 = 5 V mit 100 mA zu realisieren, wie in Bild 2 dargestellt..
Er eignet sich deshalb ideal für Systeme mit einem zentralen Mikroprozessor mit hohem Strombedarf und anderen Funktionen mit geringerer Leistungsaufnahme. Ursprünglich für ADSL-Modems gedacht, wo ein DSP (1,8 V) und beispielsweise ein ASIC (3,3 V) und das Analoge Front End mit 12 V und andere ICs mit 5 V versorgt werden, finden diese Bausteine auch in Kfz-Unterhaltungssystemen und andere Projekten Anwendungen, wo die Anforderungen an die Stromversorgung ähnlich sind.

Funktionsweise
Der Eingangsspannungsbereich des MAX1864/MAX1865 reicht von minimal 4,5 bis maximal 28 V. Weitere wesentliche Eigenschaften sind zwei oder vier analoge Verstärkerblöcke zur Ansteuerung günstiger Transistoren, mit denen man positive und negative längsgeregelte Ausgänge realisieren kann, ein Power-Good Ausgang, eine Soft-Start Rampe und die Verfügbarkeit im platzsparenden QSOP-Gehäuse.
Die Ausgangsspannung des DC/DC Abwärtswandlers ist auf 3,3 V voreingestellt oder von 1,236 bis auf 0,8 V*Uin einstellbar. Er hat einen PWM-Regler mit zwei festen Frequenzen (100 oder 200 KHz), kommt ohne Strommessungswiderstand aus, hat eine einstellbare Strombegrenzung und einen Wirkungsgrad bis zu 95 Prozent. Das Herz von dem im Strommodus arbeitenden DC/DC Abwärtsregler ist ein Operationsverstärker, der die interne Spannungsreferenz (Sollwert, 1,236 V) mit der Ausgangsspannung (Istwert) vergleicht. Die Ausgangsspannung wird entweder über einen internen (OUT) oder einen externen (FB) Spannungsteiler an den Reglereingang zurückgeführt. Das aus dem Verstärker kommende Fehlersignal wird anschließend mit der Summe aus Stromrückführung (LX) und der Rampe, die zur Kompensation der Stromsteigung dient, verglichen. Diese Rampe gibt dem geschlossenen Regelkreis eine höhere Stabilität.
Bei jeder steigenden Flanke des internen Clocksignals wird der höherliegende MOSFET durchgesteuert bis der Komparator kippt oder bis das maximale Taktverhältnis erreicht wird. Während dieser Zeit wird in dem magnetischen Feld der Spule die Energie gespeichert, wobei der Spulenstrom idealerweise einer positiven Rampe entspricht. Der Regler stellt den Spulenspitzenstrom (deshalb Strommodus) in Funktion der am Ausgang gemessenen Spannungsabweichung ein. Regelungstechnisch betrachtet, handelt es sich um ein System mit einer internen und einer externen Regelschleife (für Strom- und Spannungsregelung).
Während der zweiten Hälfte des Zyklusses schaltet der IC den höherliegenden MOSFET aus und den tieferliegenden ein. Die Spule entlädt ihre Energie an die Last (idealerweise eine negative Rampe). Der Ausgangskondensator COUT lädt sich auf, sobald der von der Spule gelieferte Strom höher als der von der Last aufgenommene ist, und umgekehrt entlädt er sich, wenn die Last mehr Strom benötigt als von der Spule geliefert wird (Siebkondensator).
Die interne Schaltung, die den Strom misst, verstärkt mit einem Faktor 5 die über den höherliegenden MOSFET liegende Spannung UDS = Uin-ULX = RDS(ON)*IL. Wenn die Summe aus diesem Signal und der Steilheitskompensationsrampe die Spannung an COMP überschreitet, schaltet der PWM Komparator den High-Side MOSFET aus. Auf die Platzierung des High Side MOSFET muss besonders geachtet werden, da es für die Genauigkeit und für Stabilität des Regelkreises äußerst wichtig ist.
Die Strombegrenzung benutzt hingegen den Ohmschen Widerstand des tieferliegenden MOSFETs. Bei Überlast, d. h. wenn die Spule die eingestellte Stromgrenze überschreitet, bleibt der höherliegende MOSFET beim nächsten Taktzyklus gesperrt. Die Welligkeit ist gegeben durch:
und, mit
Erhält man:
Die Strombegrenzung setzt ein, wenn der Strom vor dem nächsten Taktzyklus höher als IVALLEY wird. Im einstellbaren Modus entspricht die Schwellenspannung der Strombegrenzung einem Fünftel der Spannung die man an ILIM einstellt. Diese ist von 106 bis zu 530 mV einstellbar und lässt somit einen großen Bereich von MOSFETs zu. Wenn allerdings ILIM mit VL verbunden wird, wird aufgrund einer internen Logik die Schwellenspannung auf 250 mV gesetzt. Die minimale Strombegrenzung muss so eingestellt werden dass der maximale Strom noch fließen kann.
Der minimale Schwellenwert beträgt 190 mV. Zur Dimensionierung benutzt man den größten RDSON-Wert des MOSFETs und addiert einen Sicherheitszuschlag (Faustregel: 0,5 Prozent des Widerstands pro Kelvin Erwärmung des MOSFETs).
Der synchrone Gleichrichter reduziert die Verluste, indem er die Schottky-Diode mit einem niederohmigen MOSFET ersetzt. Die DL- und DH-Anschlüsse liefern die Rechtecksignale zur Ansteuerung vom höher- bzw. tieferliegendem MOSFET. Sie sind immer komplementär und von einer Totzeit getrennt, um zu vermeiden, dass beide Leistungsschalter gleichzeitig leiten. Damit diese Totzeit sicher gegeben ist, muss dafür gesorgt werden, dass der Pfad von DL zum MOSFET-Gate niederohmig und wenig induktiv ist. Der Gate-Spannnung vom High Side MOSFET wird von einem Kondensator geliefert.
Beim Einschalten wird die Spule über den eingeschalteten Low-Side MOSFET auf 0 V geschaltet und damit auch der Kondensator, der mit VL geladen wird. In der zweiten Phase wenn der hochliegende MOSFET eingeschaltet ist, wird zwischen BST und DH ein interner Schalter zugeschaltet, so dass am Gate etwa 5 V mehr liegen als an der Batteriespannung.
Zur Dimensionierung der Spule geht man von den folgenden Gleichungen aus, die die getaktete Schaltung beschreiben:
Wobei, wenn der höherliegende MOSFET durchgesteuert ist:
Gilt.
Aus der Kontinuitätsgleichung für den Spulenstrom:
und
resultiert für die Induktivität
Insbesondere ist auf das Verhältnis von ?IL zum maximalen Gleichstrom zu achten. Bei einem großen Verhältnis reicht eine kleinere Spule, die allerdings höhere Verluste und eine höhere Welligkeit verursacht. Die optimale Wahl ist von der Anwendung abhängig, ein guter Kompromiss zwischen Größe und Verluste ist ?IL = 0,3*IDCMAX.
In der in Bild 2 dargestellten Anwendung, beträgt der Gleichstrom durch die Spule näherungsweise:
Der Strom von 300 mA wird dem ersten Linearregler, der von 200 mA (bezogen auf 3,3 V) wird dem zweiten zugeführt. DIL könnte in diesem Fall 500 mA betragen und der maximale Spulenstrom
der zur Dimensionierung des Spulenkernes herangezogen wird.
Schließlich verfügen MAX1864 und MAX1865 über einen sogenannten Undervoltage-Lockout, also eine Unterspannungsabschalteinrichtung, die POK, DL, DH auf Low setzt, sobald VL unter 3,5 V fällt. Wenn VL wieder 3,5 V überschreitet, wird ein interner digitaler Softstart aktiviert. Außerdem ist eine Aufstartsequenz eingebaut. Damit fängt der MAX1864/MAX1865 zu schalten an, sobald VL größer als 3,5 V ist und die folgenden Bedingungen erfüllt sind:
? Die interne Referenz ist größer als 90 Prozent vom Nennwert;
? Die Thermischen Grenzen sind nicht überschritten;
? Alle IC-Funktionen sind korrekt hochgefahren.
Ein Softstart, während dem in der Reihenfolge erst die Spannungsreferenz und dann der interne positive Linearregler hochgefahren werden. Nach diesem Zyklus geht POK von LOW auf High. Ein Power Good Output zeigt mit einem logischen Signal an, dass nun alle Spannungen verfügbar sind. Die Thermal Overload Protection sorgt bei einer Junction-Temperatur oberhalb von 160 °C dafür, dass der Regelkreis geöffnet wird und erlaubt dem IC zu kühlen.

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