additive Phasenrauschmessungen

Bild 1: Amplitudenmodulation. BSW

Die erzielbare Auflösung und Messgenauigkeit von Radarsystemen, Analyse- und Messgeräten wird maßgeblich vom Phasen- und Amplitudenrauschen der notwendigen Hochfrequenzsignale dieser Systeme bestimmt. In Kommunikations- und Verteilsystemen für Unterhaltungsmedien (Satellitenübertragung, extraterrestrische Fernsehübertragung…) werden wachsende Datenraten benötigt. Dies macht extrem rauscharme Systemtakte und Hochfrequenzträgersignale notwendig. In vielen Fällen können die Rauscheigenschaften von Hochfrequenzsignalen direkt mit dem Spektrumanalysator gemessen werden. Dazu steht eine breite Palette professioneller Geräte zur Verfügung. Reicht die absolute Messgenauigkeit allerdings nicht mehr aus, und muss zudem analysiert werden, ob Phasen- (FM) oder Amplitudenrauschen (AM) vorliegt, dann muss auf ein aufwendigeres Messfahren mit Korrelationsanalysatoren zurückgegriffen werden.

ECK-Daten

Mit der vorgestellten Messmethode der additiven Phasenrauschmessungen kann rasch und systematisch die Entwicklung und Optimierung von Taktverstärkern für anspruchsvolle Aufgaben in der Kommunikations- und Radartechnik durchgeführt werden.

Additive Phasenrauschmessungen, das Messprinzip

Rauschsignale sind zeitlich zufällig und statistisch verteilt auftretende Störungen von Spannungen und Strömen. Betrachtet man ein Hochfrequenzsignal mit einer gegebenen Frequenz, können die Rauschanteile in einen Amplituden- und einen Phasenrauschanteil getrennt werden. Bild 1 zeigt am Beispiel eines sinusförmigen Hochfrequenzsignals den Einfluss einer Amplitudenmodulation. Die blaue Kurve ist das modulierte Signal im Vergleich zum grau gezeichneten idealen Signal. Die Phase als Funktion der Zeit des modulierten 1 GHz Signals entspricht exakt der Phase des idealen Signals. Die Amplitude ist jedoch zeitabhängig geworden.

additive Phasenrauschmessungen

Bild 2: Phasenmodulation. BSW

Bei der Phasenmodulation (Bild 2) bleibt die Amplitude zeitlich gesehen konstant und es kommt zu einer Zeitabhängigkeit der Phase. In gleicher Weise wie bei der gezielten Modulation bewirken die Rauscheinflüsse in einer praktischen Schaltung ähnliche Modulationen, nur dass dabei über alle Frequenzen und Zeitbereiche eine statistische Überlagerung aller Amplituden- und Phasenmodulations­störungen stattfindet.

Für die Optimierung von rauscharmen Taktsignalen ist es wichtig, dass Amplituden- und Phasenrauschen getrennt voneinander ermittelt werden, um die Ursachen der Rauschanteile leichter zu finden. In vielen Fällen dominiert das Phasenrauschen, das bereits ab dem erzeugenden Lokaloszillator existiert und durch aktive Schaltungen (Mischer, Verstärker) noch weiter verstärkt wird. Aber auch ungeeignete Spannungs­versorgungen oder Störeinstrahlungen können signifikante Amplitudenrauschanteile erzeugen, die durch gezielte Analyse verbessert werden können. Die Methode der additiven Phasenrauschmessung zielt auf die Erfassung zusätzlicher Phasenrauschanteile ab, die durch den Prüfling am Ausgang in Bezug auf das Eingangssignal erzeugt werden. Hierbei soll das Amplitudenrauschen durch den Messaufbau so weit wie möglich unterdrückt werden. Diese Messmethode sollte nur angewandt werden, wenn von vornherein bekannt ist, dass das Amplitudenrauschen nicht über das Phasenrauschen dominiert.

Additive Phasenrauschmessungen

Bild 3: Prinzipieller Messaufbau für additive Phasenrauschmessungen. BSW

Der in Bild 3 dargestellte Messaufbau – mit einem Halbleiterverstärker als Probe – verdeutlicht das Messprinzip. Speisesignal für den Verstärker ist hier ein rauscharmer Synthesizer. Mit dem Leistungsteiler wird ein Teil der Speiseleistung an den Lokaloszillatoreingang (LO) des Mischers geführt, der andere Teil über ein variables Dämpfungsglied an den Verstärkereingang. Der Mischer sollte dabei am Lokaloszillatoreingang in Sättigung betrieben werden. Dies bewirkt eine gewünschte Unterdrückung des Amplitudenrauschens des Hochfrequenzsynthesizers. Das variable Dämpfungsglied gleicht den Verstärkungsfaktor des Halbleiterverstärkers so aus, dass der Mischer am HF-Eingang bezüglich des HF-Signals in seinem linearen Arbeitsbereich betrieben wird. Vor jeder Messung wird das HF-Signal nun mithilfe des Phasenstellgliedes exakt auf eine Phasendifferenz von 90° in Bezug auf das Lokaloszillatorsignal gestellt. In diesem Arbeitspunkt beträgt die Gleichspannung am Mischerausgang 0 V. Durch Messung der Gleichspannung am Mischerausgang als Funktion der Phasendifferenz kann der 90° Arbeitspunkt exakt mithilfe einer Interpolation ermittelt werden.

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Bild 4: Amplitudenänderung des ZF-Signals aufgrund einer Phasenänderung des HF-Signals am Mischer. BSW

Eine Phasenänderung, die zusätzlich in der Verstärkerprobe entsteht, wird mit diesem Aufbau in eine Amplitudenänderung am Ausgang des Mischers umgewandelt (Bild 4). Das entstandene ZF-Signal wird mit einem Tiefpassfilter auf die notwendige Bandbreite eingestellt und höhere Frequenzanteile werden unterdrückt. Dies ist notwendig, um die parasitäre Abwärtsmischung höherer Frequenzbänder in das NF-Band zu verhindern (diese Filter werden als Anti-Aliasing-Filter bezeichnet). Schließlich wird das NF-Band mit einem rauscharmen NF-Verstärker hochverstärkt und dann dem Analog-Digital-Wandler zugeführt. Das NF-Band und die Abtastrate des Analog-Digital-Wandlers werden dabei so dimensioniert, dass das Abtasttheorem eingehalten wird, und eine eindeutige numerische Auswertung des additiven Phasenrauschens vorgenommen werden kann.

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Formeln 1 bis 4 BSW

Die Ausgangsspannung eines idealen Mischers kann für 90° Phasendifferenz zwischen HF- und LO-Signal näherungsweise nach Formel 1 berechnet werden. Dabei bezeichnet: UZF = Ausgangsspannung am Mischer, Ko = Konstante, die die Eigenschaften des Mischers beschreibt, UHF = Eingangsspannung des HF-Signals am HF-Eingang des Mischers, α = << 1 beschreibt den meist sehr kleinen Anteil der Amplitudenstörung des HF-Signals, σAM = Amplitudenstörung des HF-Signals, ωo = 2×π×fo die Kreisfrequenz des Synthesizers und damit des Messsignals, δFM = Phasenstörung, die durch das Messobjekt dem HF-Signal hinzugefügt wird. Die trigonometrische Umformung der Formel 1 führt zu Formel 2. Der hohe Frequenzanteil 2 x ωot wird durch den nachgeschalteten Tiefpassfilter vollständig entfernt und kann daher eliminiert werden (siehe Formel 3)

Nach einer Taylorentwicklung ergibt sich schließlich die Näherungsformel Formel 4. Der zweite Term beschreibt den Einfluss einer Amplitudenstörung des HF-Signals auf das Ausgangssignal des Mischers und kann für kleine δFM vernachlässigt werden. Der erste Term stellt das erwartete Ergebnis dar: Die Ausgangsspannung am Mischer ist proportional zu einer Phasenänderung des HF-Signals. Die zur Bestimmung des absoluten additiven Phasenrauschens notwendige Skalierungskonstante K0 wird vor der Messung durch Kalibration mithilfe des Phasenstellgliedes gemessen.

Messaufbau für additive Phasenrauschmessungen

additive Phasenrauschmessungen

Bild 5: Messaufbau mit dem Analysator APPH20G von Anapico. BSW

Gut optimierte Verstärker für Taktverteilungsnetzwerke zeigen sehr geringe Werte für das additive Phasenrauschen. Für eine gute Messgenauigkeit sollte deshalb ein phasen­rauscharmer Synthesizer verwendet werden. Alternativ kann die Taktquelle des zu optimierenden Netzwerkes verwendet werden. Dann werden die im späteren Produkt zu erwartenden Phasenstörungen aufgespürt. Der im Messaufbau verwendete Analysator ist sehr übersichtlich. Besonderes Augenmerk ist auf die Gleichstromversorgung des Testverstärkers zu legen, da sich Störungen im Gleichstromkreis direkt als Phasenrauschen abbilden können. Alle benötigten Schaltungselemente von Bild 3 sind in den Analysator integriert, die Auswertung der Messdaten erfolgt mit der dazugehörigen Software.

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