Im Vergleich zu herkömmlichen Topologien ermöglicht die GaN-auf-Si-Schaltung widerstandsärmste Strompfade ohne jeglichen Dioden-Spannungsabfall.

Im Vergleich zu herkömmlichen Topologien ermöglicht die GaN-auf-Si-Schaltung widerstandsärmste Strompfade ohne jeglichen Dioden-Spannungsabfall.Transphorm

Mit der Entdeckung und Implementierung weiterer Schaltungen und Innovationen kann die Leistungselektronik-Industrie von der Einführung der GaN-Leistungsbauelemente gewaltig profitieren. Die weit verbreitete Verwendung aktiver Leistungsfaktorkorrekturfilter (PFC) nimmt in letzter Zeit weiter an Beliebtheit zu, da Regierungsbehörden eine effizientere Ausnutzung der Netzkapazitäten fordern. Eine typische PFC-Schaltung besteht aus einer Diodenbrücke zur Gleichrichtung der Netzspannung und einer Verstärkerstufe, die erzwingt, dass sich der Eingangsstrom proportional zur Eingangsspannung verhält. Die Gleichrichterbrücke ist für einen erheblichen Teil der Leistungsverluste verantwortlich, weshalb in letzter Zeit viele innovative Topologien für brückenlose PFC-Schaltungen aufgekommen sind. Die meisten Lösungen produzieren jedoch Gleichtaktstörungen (CM), elektromagnetische Störungen (EMI) oder unterliegen sonstigen Problemen und sind daher nicht praktikabel.

Auf einen Blick

Obwohl neue Bauelementtechnologien, die die Leistungsfähigkeit weit verbreiteter Schaltungen ständig verbessern, stets wünschenswert sind, lässt sich gelegentlich eine höhere Wirkung erzielen, wenn durch die Entwicklung neuer Funktionen eine schlummernde Topologie wiederbelebt wird, die ihre vorhandenen Gegenstücke an Leistungsfähigkeit übertrifft. Das Aufkommen der GaN-Hochspannungs-Leistungstransistoren stellt eine solche Weiterentwicklung dar, da sie PFC-Schaltungen ermöglicht, deren Implementierung zuvor nicht praktikabel war. Die gleichzeitigen Vorteile des niedrigen On-Widerstandes und der geringen Speicherladung der GaN-auf-Si-HEMT-Transistoren der ersten Generation sind der Schlüssel zur Entwicklung einer lang erwarteten Totem-Pole-PFC-Schaltung.

Eine spezifische Topologie, die Totem-Pole-PFC-Schaltung, besitzt sowohl eine einfache Struktur als auch geringe elektromagnetische Störstrahlung. Allerdings bedingt diese Topologie äußerst geringe Speicherladungen (Qrr) der MOSFET-Body-Dioden – eine Anforderung, die sich mit Silizium (Si)-Hochspannungs-MOSFETs nicht erreichen lässt. Mit dem Aufkommen der Galliumnitrid (GaN)-Leistungsbausteine wird diese vielversprechende Schaltung dank der neuen 600-V-Transistoren mit niedriger Speicherladung zu einer praktischen Realität.

PFC-Topologien

Die Entwicklung beispielhafter PFC-Topologien ist in Bild 1 dargestellt. Eine klassische PFC-Schaltung (Bild 1a) besteht aus einem Slow-Recovery-Vollbrückengleichrichter (D1-D4), einer schnellen Boost-Diode (DB) und einem schnellen Schalttransistor (SB). Neben DB oder SB, durchläuft der Hauptstrom zu jedem gegebenen Zeitpunkt zwei der vier langsamen Dioden, was aufgrund der Vorwärtsspannung einen Wirkungsgradverlust zwischen 0,6 und 1,2 Prozent (auf der oberen beziehungsweise der unteren Leitung) ausmacht.

Die grundlegende brückenlose PFC-Schaltung (Bild 1b) kommt ohne langsame Dioden aus, erfordert allerdings zwei schnelle Dioden (DB1 und DB2) und zwei schnelle Schalttransistoren (SB1 und SB2). Der Hauptstrompfad enthält nur einen Schalttransistor sowie entweder eine Diode oder einen weiteren Transistor, was einen beträchtlich höheren Wirkungsgrad ermöglicht. Allerdings sind beide AC-Eingangsknoten während der negativen Halbwelle der Wechselspannung bezüglich der beiden DC-Ausgangsklemmen potenzialfrei, was zu hohen Gleichtaktstörungen und EMI-Problemen führt. Aus diesem Grund hat diese Topologie nur begrenzten praktischen Nutzen.

Es wurde vielfach versucht, die grundlegende brückenlose PFC-Schaltung hinsichtlich geringerer elektromagnetischer Störungen abzuändern. Ein erfolgreiches Beispiel dafür ist die in Bild 1c gezeigte brückenlose Dual-Separate-Boost PFC-Schaltung. Durch die Verwendung von zwei Boost-Drosseln (LB1 und LB2), zwei schnellen Dioden (DB1 und DB2), zwei schnellen Transistoren (SB1 und SB2), sowie zwei Slow-Recovery-Gleichrichterdioden (D1 und D2) stellt diese PFC-Schaltung sicher, dass das Potenzial eines jeden AC-Eingangsknotens zu jeder Zeit wirksam an eine der DC-Ausgangsklemmen gekoppelt ist. Als Folge reduziert dieser Ansatz die Gleichtaktstörungen beträchtlich und hat bei Entwicklern von Leistungsschaltungen zunehmend an Popularität gewonnen. Allerdings erfordert diese Schaltung die größte Anzahl an schnellen Bauelementen (DB1, DB2, SB1 und SB2) und Drosseln (LB1 und LB2), eliminiert aber im Vergleich zur in Bild 1a gezeigten traditionellen PFC-Schaltung trotzdem nur einen Dioden-Spannungsabfall.

Bild 1: Beispielhafte PFC-Topologien: a) klassische Schaltung, b) grundlegende brückenlose Schaltung c) Dual-Separate-Boost-Schaltung und d) Totem-Pole-Schaltung.

Bild 1: Beispielhafte PFC-Topologien: a) klassische Schaltung, b) grundlegende brückenlose Schaltung c) Dual-Separate-Boost-Schaltung und d) Totem-Pole-Schaltung.Transphorm

Bild 1d zeigt die brückenlose Totem-Pole-PFC-Schaltung mit zwei schnellen Bauelementen (SB1 und SB2), einer Drossel (LB) und zwei preiswerten, langsamen Dioden (D1, D2). Die geringen elektromagnetischen Störungen werden durch die Tatsache realisiert, dass jeweils ein AC-Eingangsknoten stets über eine langsame Diode entweder an die obere oder die untere der beiden DC-Ausgangsklemmen gekoppelt ist. Darüber hinaus ist kein Spannungsabfall einer schnellen Diode beteiligt, was Potenzial für eine weitere Verbesserung des Wirkungsgrades bietet.

Die Schwierigkeit der Implementierung dieser Schaltung liegt darin begründet, dass während der Totzeit, wenn beide Transistoren sperren, eine der Body-Dioden leitend wird und einen Freilaufstrom im kontinuierlichen Strombetrieb (CCM) ermöglicht. Beim anschließenden „harten“ Einschalten kann die Speicherladung der Body-Diode der Si-Hochspannungs-MOSFETs hohe Stromspannungsspitzen verursachen, was die Schaltung neben hohen Schaltverlusten zudem instabil macht. Der Schlüssel zur Implementierung einer erfolgreichen Totem-Pole-Schaltung basiert auf Halbleitern der neuesten Generation mit niedrigen On-Widerständen bei gleichzeitig geringer Speicherladung.

GaN-Totem-Pole-PFC-Schaltung

Bild 2: Die Messung der Speicherladung für einen Si-MOSFET und einen GaN-HEMT mit vergleichbarem On-Widerstand zeigt eine 20-fache Reduktion der Speicherladung (Qrr) bei GaN.

Bild 2: Die Messung der Speicherladung für einen Si-MOSFET und einen GaN-HEMT mit vergleichbarem On-Widerstand zeigt eine 20-fache Reduktion der Speicherladung (Qrr) bei GaN.Transphorm

Die industrieweit ersten, auf kostengünstigem Si-Substrat hergestellten, zertifizierten 600-V-GaN-HEMTs (High-Electron-Mobility-Transistoren) wurden von Transphorm eingeführt. Diese GaN-Leistungsbausteine der ersten Generation besitzen einen niedrigen On-Widerstand von typischerweise 0,15 Ohm und ermöglichen einen Rückstrom während der Totzeit mit einer geringen Speicherladung (Qrr) von 54 nC, was 20 mal niedriger ist, als ihre modernen Pendants aus Silizium (Bild 2). Durch diese Eigenschaften lässt sich der Betriebsbereich von hart geschalteten Brücken beträchtlich erweitern. Zudem sind diese Bausteine in Quiet-Tab-Konfigurationen erhältlich, bei denen die Metallfahne des Gehäuses wahlweise an den Drain- oder Source-Anschluss angeschlossen ist. Bei Verwendung eines Drain-Tab-Gehäuses für den oberen Transistor (zum Beispiel SB2 in Bild 1) und eines Source-Tab-Gehäuses für den unteren Transistor (zum Beispiel SB1 in Bild 1) wird die kapazitive Kopplung zwischen Bauelement und Kühlkörper minimiert, was elektromagnetische Störungen noch weiter reduziert.

Bild 3: GaN-Totem-Pole-PFC-Schaltung: (a) vereinfachtes Schaltbild und Funktionsprinzip bei (b) positiver Halbwelle und (c) negativer Halbwelle der Eingangs-Wechselspannung.

Bild 3: GaN-Totem-Pole-PFC-Schaltung: (a) vereinfachtes Schaltbild und Funktionsprinzip bei (b) positiver Halbwelle und (c) negativer Halbwelle der Eingangs-Wechselspannung.Transphorm

Eine GaN-HEMT-Totem-Pole-PFC-Schaltung im CCM-Modus mit Schwerpunkt auf Minimierung der Leitungsverluste wurde anhand eines vereinfachten Schaltbilds entwickelt (Bild 3a). Sie besteht aus einem Paar schneller GaN-HEMT-Transistoren (Q1 und Q2), die bei einer hohen Pulsweitenmodulations- (PWM) Frequenz, sowie einem Paar langsamer, aber äußerst widerstandsarmer MOSFETs (S1 und S2), die bei einer weitaus geringeren Frequenz (60 Hz) arbeiten. Der Hauptstrompfad enthält nur einen schnellen und einen langsamen Schalttransistor, ohne einen Dioden-Spannungsabfall. Die Funktion von S1 und S2 ist die eines synchronen Gleichrichters, wie in Bild 3a und 3b gezeigt. Während der positiven Halbwelle schaltet S1 und S2 sperrt, was dazu führt, dass der Nullleiter zwingend an den negativen Anschluss des Gleichstromausgangs gekoppelt wird. Für die negative Halbwelle gilt die umgekehrte Reihenfolge.

Bei jeder Halbwelle des Wechselstroms bilden die beiden GaN-HEMTs einen synchronen Boost-Konverter, bei dem ein Transistor als Master-Schalter die Energieaufnahme durch die Boost-Drossel (LB) ermöglicht und der andere Transistor als Slave-Schalter die Energie an den Gleichstromausgang abgibt. Die Rollen der beiden GaN-Bausteine vertauschen sich, wenn sich die Polarität des Eingangswechselstroms ändert, daher muss jeder Transistor in der Lage sein, sowohl die Master- als auch die Slave-Funktion zu übernehmen. Um einen Shoot-Through-Zustand zu vermeiden, ist eine Totzeit zwischen den beiden Schaltvorgängen vorgesehen, in der beide Transistoren kurzzeitig sperren. Um CCM-Betrieb zu ermöglichen, muss die Body-Diode des Slave-Transistors als Freilaufdiode fungieren, damit der Spulenstrom während der Totzeit fließen kann. Allerdings muss der Diodenstrom schnell auf null zurückgehen und in den Rückwärts-Sperrzustand übergehen sobald der Master-Transistor schaltet.

Bild 4: Hart geschaltete Wellenformen eines Paars von GaN-HEMT-Transistoren bei Auswahl a) des unteren Transistors und b) des oberen Transistors als Master.

Bild 4: Hart geschaltete Wellenformen eines Paars von GaN-HEMT-Transistoren bei Auswahl a) des unteren Transistors und b) des oberen Transistors als Master.Transphorm

Dies ist der kritische Vorgang bei einer Totem-Pole-PFC-Schaltung, die früher mit abnormalen Spitzen, Instabilitäten und den damit verbundenen hohen Schaltverlusten aufgrund der hohen Speicherladung der Body-Diode in modernen Si-Hochspannungs-MOSFETs verbunden war. Die geringe Speicherladung der GaN-Transistoren ermöglicht den Entwicklern nun, dieses Hindernis zu überwinden. Wie in Bild 4 zu sehen ist, zeigen induktive Messungen am 400-V-Bus unter Verwendung entweder des unteren oder des oberen GaN-Transistors als Master-Schalter intakte Spannungs-Wellenformen bis zu einem Spulenstrom von über 12 A. Bei einem Entwurfsziel von 1 kW Ausgangsleistung im CCM-Modus bei 230 VAC Eingangsspannung beträgt der erforderliche Spulenstrom 6 A. Dieser Test liefert die Bestätigung für die erfolgreiche Verwendung der Totem-Pole-Schaltung als Power-Block mit dem zweifachen Strom als Overhead.

PFC-Prototyp

Bild 5: Prototyp der GaN-Totem-Pole-PFC-Schaltung. Das GaN-HEMT-Paar ist zur Minimierung der elektrischen Längen untereinander auf der Ober- und Unterseite der Leiterplatte in vertikaler Anordnung montiert.

Bild 5: Prototyp der GaN-Totem-Pole-PFC-Schaltung. Das GaN-HEMT-Paar ist zur Minimierung der elektrischen Längen untereinander auf der Ober- und Unterseite der Leiterplatte in vertikaler Anordnung montiert.Transphorm

Wie in Bild 5 zu sehen ist, wurde eine PFC-Schaltung auf einer vierlagigen Leiterplatte implementiert. Die langsamen Schalttransistoren (S1 und S2) sind 600-V-Superjunction-MOSFETs mit einem On-Widerstand von 0,1 Ohm. Die Drossel mit MPP-Kern hat eine Induktivität von 1,3 mH und einen Gleichstromwiderstand von 88 mOhm und ist für einen Betrieb bei 50 kHz ausgelegt. Für die GaN-HEMTs werden Drain-Tab und Source-Tab-SMD-Gehäuse verwendet, wobei zur Erzielung kürzester elektrischer Längen zwischen diesen schnellen Schaltern ein Gehäuse auf der Oberseite und das andere auf der Unterseite der Leiterplatte montiert ist, was die Induktivitäten im Leistungskreis minimiert.

Jeder GaN-HEMT wird direkt von einem einfachen, für 0,5 A bemessenen High-Side/Low-Side-Treiber-IC mit 0/10 V als On/Off-Zustand getrieben. Den Regelalgorithmus für diese erste Prototypenversion übernimmt ein preiswerter f60 MHz DSP-Festwertregler (TMS320F28027DSP). Die Regelung des Strom- und Spannungskreises erfolgt ähnlich wie bei einem herkömmlichen PFC-Boost-Konverter. Die Rückmeldesignale sind die Ausgangs-Gleichspannung (VO), die AC-Eingangspotenziale (VACP und VACN) sowie der Spulenstrom (IL). Polarität und der Effektivwert der Eingangsspannung werden aus VACP und VACN bestimmt. Der mit |VAC| multiplizierte Ausgang der äußeren Spannungsschleife liefert die sinusförmige Stromreferenz. Die Stromschleife liefert das richtige Tastverhältnis für den Boost-Schaltkreis. Die Polarität bestimmt, wie das PWM-Signal zum Treiben von Q1 & Q2 verteilt wird. Für bessere Stabilität wird bei jedem Nulldurchgang der Wechselspannung kurzzeitig eine Softstart-Sequenz mit einem rampenförmigen Tastverhältnis durchgeführt.

Bild 6: Messung des Wirkungsgrades der GaN-Totem-Pole-PFC-Schaltung ohne Dioden-Spannungsabfall in der Stromschleife.

Bild 6: Messung des Wirkungsgrades der GaN-Totem-Pole-PFC-Schaltung ohne Dioden-Spannungsabfall in der Stromschleife.Transphorm

Der Leistungsfaktor als Funktion der Ausgangsleistung, gemessen mit einem Yokogawa WT1800 Power Analyzer bei 230 VAC Eingangsspannung und 400 VDC Ausgangspannung, ist in Bild 6 gezeigt. Ein Spitzen-Wirkungsgrad von 99,0 Prozent wird bei 400 W erreicht, während der Gesamtwirkungsgrad zwischen 180 W und 1 kW > 98,6 Prozent beträgt. Die herausragende Leistungsfähigkeit dieser einfachen Topologie ist den verbesserten Leistungseigenschaften der neuen GaN-Leistungsbausteine mit großer Bandlücke zu verdanken.