Eine der wichtigsten Anwendungen von Chopper-Operationsverstärkern ist die Verstärkung von Sensorsignalen im Millivoltbereich, die Licht, Temperatur, Magnetfelder und Kräfte repräsentieren, deren Signalfrequenzen meist unter einem Kilohertz liegen. Das Schalten mit dem Eingangs-Chopper führt jedoch zu Eingangs-Bias-Strom und Eingangsstromrauschen, die beide wesentlich höher sind als die eines konventionellen Verstärkers ohne Chopper. Wird der Verstärkereingang von einer Quelle mit hoher Impedanz getrieben, wird sein Eingangsstromrauschen in Spannungsrauschen gewandelt, was das gesamte Rauschen des Verstärkers dominieren kann.

Eckdaten

Dieser Artikel beschreibt eine theoretische Analyse und Messung des Eingangsstromrauschens eines Chopper-Operationsverstärkers mit einer Eingangskapazität von 10 pF, einer Leistungsdichte (PSD) des Spanungsrauschens von 5,6 nV/√Hz und einer Bandbreite von 4 MHz bei einem Verstärkungsfaktor von 1. In einer Konfiguration mit höherer Regelkreisverstärkung wird das Eingangsstromrauschen vom thermischen Rauschen dominiert, das am Eingangs-Chopper (input chopper) auftritt. Zusätzlich ermittelt diese theoretische Analyse weitere Quellen des Eingangsstromrauschens, die vom Spannungsrauschen des Verstärkers beim Abtasten der dynamischen Leitfähigkeit am Eingangs-Chopper herrühren.

Obwohl Chopper-OPVs traditionell in Konfigurationen mit hoher Regelverstärkung zum Einsatz kommen, sind sie wegen ihrer geringen Offset-Spannung und geringem 1/f-Rauschen auch in Konfigurationen mit geringer Regelverstärkung und/oder hohen Quellimpedanz gefragt. Es ist deshalb wichtig, das Stromrauschverhalten in diesen Konfigurationen zu verstehen.

Abschätzen des Stromrauschens

Ein in einem 0,35-µm-CMOS-Prozess gefertigter Operationsverstärker wird im vorliegendem Fall um 5-V-Transistoren erweitert und hat eine Leistungsdichte des Spannungsrauschens von 5,6 nV/√Hz sowie eine Bandbreite von 4 MHz bei Verstärkungsfaktor 1. Das Blockdiagramm ist in Bild 1 dargestellt und Tabelle 1 enthält die Parameter des Eingangs-Choppers (CHOP1). Um einen Rail-to-Rail-Eingangsgleichspannungsbereich zu erreichen, besteht die Eingangstranstranskonduktanz-Verstärkerstufe Gm1 aus differenziellen N-Kanal- und P-Kanal-Paaren, die beide zu den Eingangskapazitäten CIN beitragen. Außerdem ist die größere Auslegung der CMOS-Bausteine nötig, um die Transkonduktanz von CIN auf eine leistungseffiziente Art zu steigern. Jeder der vier Schalter im Eingangs-Chopper CHOP1 ist als NMOS realisiert, wobei seine Gate-Spannung adaptiv auf die Eingangsspannung vorgespannt (biased) ist, so dass seine Übersteuerungsspannung konstant bei 0,5 V liegt.

Spannungsrauschen an den differenziellen Eingangsanschlüssen

Um die Leistungsdichte des Stromrauschens nach Gleichung 1 zu berechnen, muss das integrierte RMS-Spannungsrauchen vin_RMSINT bekannt sein. Der Chopper-OPV wird mit Regelverstärkungen = 1, 2, 5 und 10 simuliert. Bild 2 (a) und (b) zeigt die Leistungsdichte des Spannungsrauschens und sein integriertes RMS-Rauschen an den differenziellen Eingängen des Operationsverstärkers. Alle Simulationen in diesem Artikel wurden mit der periodischen Rauschsimulation SpectreRF (PNOISE) durchgeführt, um die Schalteffekte des Choppens zu erkennen. Die Rauschleistungsdichten sind dank des Choppens unter 100 kHz flach, die Spitze der Chopping-Frequenz liegt bei 200 kHz. Man beachte, dass diese Werte das Rauschen der differenziellen Eingänge des OPVs darstellen und nicht seiner Ausgänge, so dass die Rauschleistungsdichten unter 100 kHz bei unterschiedlichen Verstärkungen konstant sind. Die Rauschleistungsdichten steigen auch über 1 MHz an und werden vom thermischen Rauschen von Gm2, Gm3, und Gm4 wegen des Verstärkungsabfalls von Gm1 dominiert. Deshalb steigt auch ihr integriertes RMS-Rauschen, besonders bei kleiner Verstärkung hauptsächlich wegen der höheren Regelkreisbandbreite über 1 MHz an. Das integrierte RMS-Rauschen an den differenziellen Eingängen beträgt 11 µVrms bei Verstärkung = 10, aber 68 µV bei Verstärkung = 1.

Abschätzen der Stromrauschquelle jedes Eingangs

Mathematische Gleichung

Formel 1 Analog Devices

Mathematische Gleichung

Formel 2 Analog Devices

Mathematische Gleichung

Formel 3 Analog Devices

Blockdiagramm

Bild 1: Blockdiagramm des Chopper-OPVs. Analog Devices

Simulationsergebnisse in Form von Graphen

Bild 2: Simuliertes Eingangsspannungsrauschen an den differenziellen Eingängen des Chopper-OPVs. Analog Devices

Graphen für berechnetes EIngangsstromrauschen

Bild 3: Berechneter Beitrag zum Eingangsstromrauschen aus unterschiedlichen Quellen. Analog Devices

Schaltungsaufbau der Simulation

Bild 4: Schaltungsaufbau zur Simulation und Messung des Eingangsstromrauschens Analog Devices

Graph zeigt Leistungsdicte des Eingangsstromrauschen

Bild 5: Leistungsdichte des Eingangsstromrauschens abhängig von der Frequenz. Analog Devices

Graph zeigt Leistungsdicte des Eingangsstromrauschen

Bild 6: Leistungsdichte des Eingangsstromrauschens bei 10 Hz abhängig von der Regelkreisverstärkung. Analog Devices

Tabelle 1: Parameter des Eingangs-Choppers.

Tabelle 1: Parameter des Eingangs-Choppers. Analog Devices

Tabelle 2: Spezifikationen des Chopper-Operationsverstärkers.

Tabelle 2: Spezifikationen des Chopper-Operationsverstärkers. Analog Devices

Das simulierte integrierte RMS-Spannungsrauschen setzte das Entwicklerteam in Gleichung 1 ein, um die Leistungsdichten des Stromrauschens zu berechnen. Bild 3 zeigt die berechneten Leistungsdichten des Stromrauschens der vier Rauschquellen mit Verstärkungen von 1 bis 10. Die von der Leistungsdichte des abgetasteten Breitband-Spannungsrauchens hervorgerufene Leistungsdichte des Stromrauschens dominiert die gesamte Stromrauschleistungsdichte bei Verstärkungen von 1 und 2. Sie sinkt mit höheren Werten und trägt bei einer Verstärkung von 10 nur noch sieben Prozent zur Leistungsdichte des gesamten Eingangsstromrauschens bei. Anschließend wird das gesamte Eingangsstromrauschen vom thermischen Rauschen des dynamischen Leitwerts selbst dominiert und ist damit bei Verstärkungen über 5 nahezu konstant. Deshalb ist es ausreichend, das Stromrauschen für diesen OPV mit Verstärkungen bis zu 10 zu evaluieren.

Simulierte und gemessene Ergebnisse

Um die Analyse zu validieren, verglichen die Entwickler die in Bild 3 gezeigten berechneten Leistungsdichten des gesamten Stromrauschens mit den Ergebnissen der Simulation und der Messungen. Beide PNOISE-Simulationen und -Messungen führten sie mit dem Schaltungsaufbau aus Bild 4 durch. Die Leistungsdichte des Spannungsrauschens en_OUT maßen sie, indem sie RS, kurzschlossen und dann die Leistungsdichte des Gesamtrauschens en_OUT_RS mit RS = 100 kΩ erfassten. Die Leistungsdichte des Stromrauschens ergibt sich dann nach Gleichung 2 und 3.

Wobei (1 + RF/RG) die Regelkreisverstärkung am OPV ist und GPOST = 100 eine zusätzliche Verstärkung, um die Messung mit dem dynamischen Signalanalysator HP 35670A zu erleichtern. Hier ist zu beachten, dass in Gleichung 2 en_OUT_RS und en_OUT auf Quadratwurzel-Manier (RSS) subtrahiert werden, weil das gefaltete Rauschen der höheren Frequenzen die Leistungsdichte des Stromrauschens dominiert und deswegen nicht mit der Leistungsdichte des Spannungsrauchens korreliert.

Ein externer Kondensator CS = 100 pF begrenzt die Rauschbandbreite von RS bei der Grenzfrequenz von 16 kHz. In diesem Fall wird das thermische Rauschen von RS bei der ersten Harmonischen Frequenz des Choppings (400 kHz) ausreichend gedämpft und trägt deshalb nicht zum Stromrauschen durch den Falteffekt des Rauschspektrums bei. Andererseits erreicht das breitbandige Ausgangsspannungsrauschen des OPVs die negative Eingangsspannung VINN, die vom dynamischen Leitwert am Eingangs-Chopper abgetastet wird und signifikant zum Stromrauschen beitragen kann. Die Leistungsdichte des resultierenden Stromrauschens an der niedrigen Frequenz wird mit RS dann wieder in das Spannungsrauschen gewandelt.

Bild 5 zeigt die simulierte und gemessene Leistungsdichte des Eingangsstromrauschens über die Frequenz mit der Konfiguration Verstärkung = 1 (RG offen und RF geschlossen, Bild 4). Bei 0,01 kHz sind die simulierten und gemessenen Rauschleistungsdichten 0,69 pA/√Hz beziehungsweise 0,78 pA/√Hz. Die Leistungsdichten des Rauschens beginnen, bei der von RS und CS festgelegten 16 kHz Grenzfrequenz an zu fallen. Bild 6 zeigt die Leistungsdichten bei 0,01 kHz mit unterschiedlichen Verstärkungen, um die berechneten Werte aus Bild 3 mit den Ergebnissen der Simulation und Messung zu vergleichen. Die Rauschleistungsdichten sowohl des simulierten als auch des gemessenen Stromrauschens steigen mit kleineren Verstärkungen und zeigen eine gute Korrelation mit der Berechnung. Die gemessene Leistungsdichte des Eingangstromrauschens liegt bei 0,28 pA/√Hz bei einer Verstärkung = 10, steigt aber bei einer Verstärkung = 1 auf bis zu 0,77 pA/√Hz.

Reduzieren des Eingangsstromrauschens

Alle genannten Quellen für das Stromrauschen steigen proportional mit der Quadratwurzel der Chopping-Frequenz. Zusätzlich erhöht sich das Stromrauschen der Quellen, die vom dynamischen Leitwert am Eingangs-Chopper abhängen, mit der Eingangskapazität eines Verstärkers. Dies impliziert, dass Chopper-OPVs, die für geringere Leistungsdichten des Spannungsrauschens entwickelt sind, tendenziell eine höhere Leistungsdichte des Eingangsstromrauschens aufweisen, da die Größe der Werte ihrer Eingangskomponenten erhöht werden muss. Entwickler müssen diesen Kompromiss verstehen, um bei einer vorgegebenen Quellimpedanz optimale Leistungsdichten von Spannungs- und Stromrauschen zu erzielen. Wenn möglich, sollten sie komplementäre Eingangspaare oder Eingangstransistoren unter einer schwachen Inversions-Region vermeiden, um die Eingangskapazitäten zu reduzieren.

Gleichung 1 zeigt, dass die Leistungsdichte des Stromrauschens mit dem integrierten RMS-Spannungsrauchen an den differenziellen Eingängen des Verstärkers steigt, und damit auch die Rauschbandbreite. Verglichen mit Open-Loop-OPVs sind Chopper-OPVs anfälliger für diese Rauschquelle, da ihr Ausgangsrauschen ihren Eingang über das Rückkoppel-Netzwerk erreichen kann. Wenn möglich können Entwickler eine höhere Regelkreisverstärkung wählen, um die Rauschbandbreite einzuschränken. Eine andere Methode die Rauschbandbreie zu begrenzen, ist es Kondensatoren parallel mit RG oder RS an die differenziellen Eingänge des Verstärkers anzulegen.

Zusammenfassung

Dieser Artikel identifizierte eine weitere Quelle für das Eingangsstromrauschen, welches vom Breitbandspannungsrauschen des Verstärkers stammt, das von der dynamischen Konduktanz am Eingangschopper abgetastet wird. Er zeigt auch, dass, anders als bei den anderen Rauschquellen, die bisher beschrieben wurden, die Leistungsdichte des Stromrauschens mit einer größeren Regelbandbreite steigt, wegen des Faltungseffekts des Rauschspektrums, das mit dem Eingangschopper zusammenhängt,. Diese Analyse wurde mit Messungen durchgeführt, die wegen der erhöhten Regelbandbreite ein Stromrauschen von 0,28 pA/√Hz bei einer Verstärkung = 10 und 0,77 pA/√Hz bei Verstärkung = 1 zeigten. Es wurden einige Empfehlungen für Verstärkerentwickler und Anwender gegeben, die das Eingangsstromrauschen von Chopper-OPVs senken. Tabelle 2 vergleicht die Gesamtleistung des in diesem Artikel untersuchten Chopper-OPVs mit anderen neueren Chopper-OPVs die ähnliche Leistungsdichten des Spannungsrauschens aufweisen.