Computer motherboard with elements close-up

(Bild: iztverichka @ AdobeStock)

Zunächst zu den geforderten Eckdaten des Schaltreglers: Er soll die Ausgangsleistung von 100 W mit einem Wirkungsgrad von mehr als 95 Prozent umsetzen. Zudem soll er mit einer variablen Eingangsspannung von 14 bis 24 V eine Ausgangsspannung von 18 V mit einer sehr geringen Restwelligkeit von weniger als 20 mVPP erreichen. Das Design sollte möglichst kompakt und kosteneffizient sein, dabei aber alle Richtlinien der Klasse B nach CISPR32 einhalten. Bei der Entwicklung sollen die Entwickler auf jegliche Schirmung verzichten und den Wandler mit Anschlusskabeln von 1 m am Eingang und Ausgang versehen.

Eckdaten

Um die Störaussendung eines High-Power-DC/DC-Converters zu reduzieren, müssen Entwickler am Ein- und Ausgang passende Filter einplanen. Jedoch ist es bei hohen Eingangs- und Ausgangsströmen schwierig, einen Kompromiss zwischen Effizienz, Baugröße, Dämpfung und Kosten der Filter sowie der eigentlichen Leistungsstufe zu finden. Am Beispiel eines 100-W-Buck-Boost-DC/DC-Designs beschreibt dieser Artikel, welche grundlegenden Überlegungen, Layouthinweise und Bauelemente notwendig sind, um einen solchen Kompromiss zu finden.

Blockschaltbild der Filterelemente für je 3 verschiedene Frequenzbereiche.

Bild 1: Blockschaltbild der Filterelemente für je drei verschiedene Frequenzbereiche Würth Elektronik Eisos

Aufgrund dieser strikten Anforderungen ist es unerlässlich, ein sehr niederinduktives und kompaktes Layout zu erstellen und passend zum Wandler abgestimmte Filter zu integrieren. Betrachtet man die EMV, sind die Kabel am Eingang und Ausgang die dominanten Antennen im Frequenzbereich bis 1 GHz. Da ein moderner Vier-Switch-Buck-Boost-Konverter je nach Betriebsart sowohl am Eingang als auch am Ausgang hochfrequente Stromschleifen aufweist, benötigen beide Filter. Das soll verhindern, dass die hochfrequenten Störungen, die durch schnelle Schaltvorgänge der MOSFETs entstehen, über die Kabel geleitet und ebenfalls abgestrahlt werden können. Als Schaltregler kommt der LT 3790 von Linear Technology (Analog Devices) bei einer Schaltfrequenz von 400 kHz zum Einsatz. Dieser verfügt über einen Eingangsspannungsbereich von bis zu 60 VDC, eine einstellbare Schaltfrequenz und kann vier externe MOSFETs ansteuern, was eine hohe Flexibilität im Design gewährleistet. Die Leiterplatte ist sechslagig und doppelseitig bestückt. Als MOSFETs kommen die CSD18532Q5B (60 V) von Texas Instruments mit geringem RDS(on), Rth und ESL-Package zum Einsatz.

Auswahl der Drossel

Bild 2: Ansicht der TOP-Lage inkl. aller Filter-Elemente für die Einhaltung der CISPR32 Klasse B.

Bild 2: Ansicht der Top-Lage inklusive aller Filterelemente für die Einhaltung der CISPR32 Klasse B Würth Elektronik Eisos

Bei der Auswahl der Drossel kann die Online-Plattform Redexpert eine Hilfe darstellen. Der Vorteil des Tools ist, dass verschiedene Bauteile nicht nur anhand ihrer offensichtlichen Daten wie etwa Baugröße oder Nennstrom vergleichbar sind. Entwickler können die Bauteile auch anhand der komplexen AC-&-DC-Verluste sowie der resultierenden Bauteilerwärmung vergleichen. Das Tool braucht dazu die Betriebsparameter (Vin, fsw, Iout, Vout, ΔI) zunächst für den Buck- und ein zweites Mal für den Boost-Betrieb. Der Stromripple soll dabei rund 30 Prozent des Nennstroms betragen. Im Buck-Betrieb ergeben sich eine größere Induktivität und ein kleinerer maximaler Spitzenstrom (7,52 µH/5,83 A). Im Boost-Betrieb ergeben sich hingegen eine kleinere Induktivität, aber dafür ist der maximale Spitzenstrom größer (4,09 µH/7,04 A). In dem vorliegenden Fall fiel die Wahl auf eine geschirmte Spule der WE-XHMI-Serie mit 6,8 µH und 15 A Nennstrom. Sie zeichnet sich durch einen geringen RDC und ein weiches, temperaturunabhängiges Sättigungsverhalten aus.

Auswahl der Kondensatoren

Aufgrund der hohen Pulsströme durch die Abblockkondensatoren und der geforderten niedrigen Restwelligkeit ist eine Kombination aus Aluminium-Polymer- und Keramikkondensatoren die beste Wahl. Durch die Festlegung des maximal erlaubten Spannungsrippels am Ein- und Ausgang lassen sich mithilfe der folgenden Formel die benötigten Kapazitäten berechnen:

Formel

Als passendes Bauteil verwendeten die Entwickler in diesem Beispiel sechs Kondensatoren der WCAP-CSGP-Serie mit 4,7 µF, 50 V und X7R (28,2 µF). Mithilfe von Redexpert lässt sich einfach und schnell das DC-Bias der MLCCs bestimmen, wodurch sich ein praxisnaher Wert ergibt. Durch den DC-Bias ist mit einer um 20 Prozent geringeren Kapazität bei einer Eingangsspannung von 24 V zu rechnen. Somit ergibt sich eine effektive Kapazität von nur noch 23 µF, was aber immer noch ausreichend ist. Parallel zu den Keramikkondensatoren wird noch ein WCAP-PSLC-Aluminium-Polymer-Kondensator (68 µF/35 V) mit einem 0,22-Ohm-SMD-Widerstand in Reihe geschaltet. Dies soll die Stabilität in Bezug auf die negative Eingangsimpedanz des Spannungswandlers in Kombination mit dem Eingangsfilter einhalten. Da dieser Kondensator auch hohen Pulsströmen ausgesetzt ist, wäre in diesem Fall ein Aluminium-Elektrolyt-Kondensator weniger gut geeignet, da sich dieser durch den höheren ESR sehr stark erwärmen würde.

Analog dazu wird die Ausgangskapazität berechnet:

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Auch hier planten die Entwickler mit sechs 4,7-µF-Kondensatoren und bestimmten mit Redexpert den Kapazitätsverlust. Der Wert von 24 µF (rund 15 Prozent DC-Bias) ist auch hier noch ausreichend. Zusätzlich wurde ein Aluminium-Polymer-Kondensator vorgesehen (WCAP-PSLC 220 µF/25 V), um eine ausreichend schnelle Reaktionsfähigkeit bei aufkommenden Transienten gewährleisten zu können.

Das Layout

Bei der Erstellung des Layouts gibt es einige Punkte zu berücksichtigen. So sollten Ingenieure und Entwickler beim Layout die Eingangs- und Ausgangsschleifen (Stromschleifenfläche), die einen hohen ΔIt-Wert verursachen, durch die örtlich enge Anordnung der Abblock-Keramikkondensatoren sehr kompakt halten. Die Bootstrap-Schaltung sollten sie kompakt und nahe am Schaltregler-IC anordnen. Zur Entkopplung der internen Spannungsversorgung des Schaltreglers ist ein breitbandiger Pi-Filter notwendig. Um eine niederinduktive und niederohmige Verbindung zu den inneren PGND-Lagen sowie der Platinenunterseite herzustellen, ist der Einsatz möglichst vieler Durchkontaktierungen (Vias) wichtig.

Große Kupferflächen im Layout bieten eine gute Wärmesenke sowie einen geringen RDC. Fallen diese allerdings zu groß aus, erzeugen sie kapazitive und induktive Kopplungen zu benachbarten Schaltkreisen. Das müssen Entwickler ebenfalls berücksichtigen. Bild 2 zeigt die oberste Lage des fertigen Konverters.

Auswahl der Filter-Bauteile

Bild 3: Messung der gestrahlten Störaussendung mit und ohne den Filtern am Ein-

Bild 3: Messung der gestrahlten Störaussendung mit und ohne Filter am Ein- & Ausgang. Es kann über den gesamten Messbereich genug Abstand zum Grenzwert eingehalten werden. Würth Elektronik Eisos

Für die Filter müssen Entwickler die Bauelemente so auswählen, dass sie breitbandige Entstörung von 150 kHz bis 300 MHz erreichen können. Das soll die zu erwartende leitungsgeführte und gestrahlte elektromagnetische Emission ausreichend dämpfen. Der Filteraufwand lässt sich jedoch reduzieren, wenn am Ein- oder Ausgang keine oder auch kürzere Kabel Verwendung finden. Bild 3 zeigt, in welchem Frequenzbereich die verschiedenen Bauelemente Einfluss nehmen.

Neben der Einfügungsdämpfung ist es bei den hier benötigten Strömen besonders wichtig, dass die induktiven Bauelemente einen möglichst geringen Gleichstromwiderstand RDC haben, um die Effizienz und die Eigenerwärmung in einem akzeptablen Bereich zu halten. Ein geringer RDC bedeutet oftmals leider auch eine größere Bauform. Daher ist es auch hier besonders wichtig auf Bauelemente zurückzugreifen, die einen Kompromiss zwischen RDC, Impedanz und Baugröße bieten.

Besonders geeignet ist in diesem Fall sowohl die Serie WE-MPSB als auch die kompakte Bauform der Serie WE-XHMI. Bei den kapazitiven Filterbauelementen im Bereich über 10 µF ist es auch möglich, günstige Aluminium-Elektrolyt-Kondensatoren wie etwa WCAP-ASLI zu verwenden. Anders als bei den oben genannten Abblockkondensatoren treten hier keine hohen Rippelströme auf, da die Filterinduktivität diese Ströme wirkungsvoll abblockt. Somit ist ein größerer ESR unproblematisch. Ein höherer ESR bewirkt eine geringere Filtergüte und beugt somit unerwünschten Resonanzen vor.

Die zusätzlichen Verluste durch die Filter ergeben sich durch die ohmschen Verluste der Induktivitäten und betragen am Ausgangsfilter I² ž RDC = 5,5 A² ž 30 mΩ = 907 mW und am Eingangsfilter I² ž RDC = 7 A² ž 18,4 mΩ = 902 mW.

EMV-Messungen

Bild 4: Messung der leitungsgebundenen Störungen mit und ohne den genannten Filtern am Eingang. Es werden sowohl der Average als auch der Quasi Peak Grenzwert über den gesamten Messbereich eingehalten.

Bild 4: Messung der leitungsgebundenen Störungen mit und ohne den genannten Filtern am Eingang. Es werden sowohl der Average- als auch der Quasi-Peak-Grenzwert über den gesamten Messbereich eingehalten. Würth Elektronik Eisos

Um die Filterwirkung demonstrieren und beurteilen zu können, maßen die Entwickler im Rahmen der Tests den Konverter einmal ohne und einmal mit Filtern. Die Bilder 3 und 4 zeigen das Ergebnis. Wie zu erwarten war, lassen sich die Grenzwerte der leitungsgebundenen Störungen trotz gutem Design ohne Filter nicht einhalten. Im Bereich der gestrahlten Störungen liegen die Werte zwar knapp an der Grenze, können aber keinen Puffer mehr gewährleisten. Ganz anders sehen die Messungen mit Filter aus: Die Grenzwerte wurden über den gesamten Frequenzbereich unterschritten.

Andreas Nadler

Field Application Engineer bei Würth Elektronik Eisos

(prm)

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