Ist Silizium-Karbid die bessere Alternative?

Eine Elektronik kann immer als eine Momentaufnahme des zurzeit gerade technisch und wirtschaftlich Möglichen beziehungsweise als eine kosteneffektive und effiziente Umsetzung einer bestimmten Funktion betrachtet werden. Besonders bei Stromversorgungen, die mit hohem Kostendruck, hohen Wirkungsgradforderungen und mit einem hohen Anspruch an die Zuverlässigkeit konfrontiert werden, kann von einem sehr ausgefeilten und ausgereizten Design ausgegangen werden, da das Ziel oftmals nicht ist, eine Entwicklung nach Stand der Technik umzusetzen, sondern eher die nächste Stufe zu erreichen. Und dies bedeutet Innovationen einzubringen, die auf den letzten und gesicherten Forschungsergebnissen basieren.

Der Bereich der Stromversorgungen ist geprägt von einer ständigen Weiterentwicklung in den Bereichen Technologie, Bauelementen und Materialien. Aufgrund der Forderungen nach niedrigen Kosten und einer hohen Zuverlässigkeit orientieren sich Netzteilentwickler nur zum Teil an dem gerade technisch Machbaren, sondern schwerpunktmäßig eher an einer Mischung aus modern und zuverlässig. Zusammengefasst: Eine ständige Evolution, aber nur selten eine Revolution prägt den Alltag des Netzteilentwicklers.

Einsatzbeispiel Sperrwandler

Bild 1: Sperrwandler-Topologie. Autronic

Beim Sperr-/Flyback-Wandler handelt es sich um das Arbeitspferd in der Netzteilentwicklung. Er benötigt nur wenige Komponenten: Einen Schalter, eine Diode und einen Transformator. Anders wie bei aufwendigeren Topologien, bei denen die Schwächen von einem Bauelement durch andere kompensiert werden können, ist dies beim Sperrwandler nicht möglich. Für ein gutes Netzteil kommt es bei jeder einzelnen dieser Komponenten auf deren individuelle Leistungsfähigkeit an. Da gerade der Sperrwandler sehr von einem guten, primären Schalter profitiert, wurde seine Topologie für den Vergleich eines aktuellen Silizium-MOSFETs mit einem Vertreter der modernen Silizium-Karbid-Technologie ausgewählt. Der Sperrwandler für den Vergleich besitzt die in Tabelle 1 gezeigten Kenndaten.

Tabelle 1: Kenndaten des Sperrwandlers. Autronic

Der Zwischenkreisspannungsbereich des Sperrwandlers wurde so gewählt, dass er direkt aus dem 230 V AC-Netz gespeist werden kann. Er arbeitet mit einer festen Schaltfrequenz von 120 kHz und soll immer lückend (CrCM, DCM) betrieben werden (Bild 1). Für den Schalter für M1 kommen folgende MOSFETs zum Einsatz:

• IPP65R125C7, Infineon, CoolMOS C7, 650 V, 125 mΩ und
• SCT3120ALHR, Rohm, SiC, 650 V, 120 mΩ

Der Sperrwandler hat für den Arbeitspunkt 380 V/120 W die in Tabelle 2 gezeigten, charakteristischen Werte (lückender Betrieb). Die Drain-Source-Spannung und der Drain-Strom haben damit die in Bild 2 gezeigte Form (unabhängig von der eingesetzten Schaltertechnologie).

Tabelle 2: Elektrische Daten im Arbeitspunkt. Autronic

Beim Leerlaufen der primären Induktivität des Sperrwandler-Transformators entstehen immer Oszillationen der Spannung zwischen den Kapazitäten am Drain und der Primärinduktivität/Streukapazität des Transformators. Diese werden der Übersichtlichkeit halber hier nicht gezeigt, bieten jedoch durch geschickte Wahl des Einschaltpunktes („Valley-Switching“) die Möglichkeit, die Schaltverluste beim Einschalten zusätzlich zu minimieren. Für den Schalter M1 existieren drei Verlustleistungs-/Verlustenergiequellen:

• Einschaltverlustenergie; Ursachen: Kapazität Drain-Source und Streukapazitäten des Transformators (Transformator, Snubber, auf die Primärseite übersetzte Streuinduktivitäten der Gleichrichterdiode)
• Leitendverlustleistung; Ursache der endliche, ohmsche Widerstand des Kanals
• Ausschaltverlustenergie; Ursache die als Stromquelle fungierende primäre Wicklung des Flyback-Transformators

Bild 2: Schaltzyklus MOSFET, UDS und ID. Autronic

Die Verluste werden nachfolgend für 125 °C Junction-Temperatur und, wenn verfügbar, den jeweiligen Worst-Case-Werten des Schalters berechnet.

Bestimmung der Einschaltverluste

Bild 3 zeigt das Ersatzschaltbild zur Bestimmung der Einschaltverluste. Da der lückende Betrieb vorliegt, muss der MOSFET keinen Strom aus einer Induktivität umkommutieren, sondern lediglich die Kapazität der Drain-Source-Strecke entladen und die Kapazität am Eingang des Flyback-Transformators aufladen. Die Energie, die in der Drain-Source-Kapazität bei einer bestimmten Drain-Spannung gespeichert ist, kann direkt aus den Datenblättern entnommen werden. In diesem Fall werden die gespeicherten Energien für U_DS = 380 V bestimmt und die entsprechende Kapazität berechnet. Aus Sicht der Verlustenergie spielt es für den MOSFET keine Rolle, dass eine Kapazität auf- (C_Oss) und die andere Kapazität (Transformator) entladen wird.

Bild 3: Bestimmung der Einschaltverluste. Autronic

Während der Si-MOSFET eine energieäquivalente Kapazität von etwa 53 pF aufweist, besitzt der SiC-MOSFET eine Kapazität von zirka 63 pF. In diesem Fall dominieren jedoch die extern am Drain angeschlossenen Kapazitäten des Flyback-Transformators (Wicklungskapazität) und die Kapazitäten des Snubbers. In diesem Berechnungsbeispiel liegen sie in Summe bei 118 pF.

Bestimmung der Leitendverluste

Die Leitendverluste sind vom Effektivwert des sägezahnförmigen Drain-Stroms und dem maximalen ohmschen Widerstand der Drain-Source-Strecke abhängig. Der Si-MOSFET weist bei 25 °C Junction-Temperatur einen R_DSon von 111 bis 125 mΩ auf, während der des SiC-MOSFET im Bereich von 120 bis 156 mΩ liegt.

Bei der Temperaturabhängigkeit des R_DSon treten jedoch deutlich stärkere Unterschiede auf: Der Si-MOSFET erhöht von 25 auf 125 °C seinen R_DSon um den Faktor 1,9 während der des SiC-MOSFET sich nur um den Faktor 1,2 erhöht. Dadurch besitzt der SiC-MOSFET deutlich geringere Leitendverluste.

Bestimmung der Ausschaltverluste

Bild 4: Ersatzschaltbild Ausschaltverluste. Autronic

Die Berechnung der Ausschaltverluste gestaltet sich jedoch deutlich schwieriger. Bild 4 zeigt das Ersatzschaltbild mit den wesentlichen, am Ausschaltvorgang beteiligten Komponenten. Grund für die schwierige Berechnung ist, dass nicht der gesamte, in den Drain-Anschluss des MOSFET M1 fließende Strom tatsächlich Verluste erzeugt. Ein wesentlicher Teil des Stromes wird benötigt, um die stark nichtlineare Drain-Source-Kapazität des MOSFET aufzuladen. Die heute im Mainstream verfügbaren VDMOS-Modelle zeigen das nichtlineare Verhalten zwar ansatzweise, es reicht jedoch zu einer genauen Bestimmung der Verluste nicht aus. Aus Bild 4 wird deutlich, dass der ohmsche Anteil des MOSFETs, der Kanal, durch die parallel liegenden Kapazitäten bezüglich der Verluste entlastet wird.

Bild 5a: Verhalten der DS-Kapazität für des MOSFETs IPP65R125C7 von Infineon. Autronic

Bild 5 zeigt das Verhalten der Kapazität am Drain-Anschluss über der Drain-Source-Spannung. Während der Si-MOSFET bis zu 20 nF zwischen Drain-Source aufweist, liegt diese beim SiC-MOSFET knapp unter 1 nF. In diesem Fall ist die anfängliche Größe der Drain-Kapazität von Vorteil, da sie dem Kanal Zeit verschafft zu sperren, ohne dass dabei die DS-Strecke deutlich Spannung aufnehmen kann. Beim Si-MOSFET ist der Verlauf nahezu optimal für die Schaltentlastung geeignet. Im Bereich kleiner Spannungen ist die Kapazität sehr groß und verhindert dadurch einen schnellen Spannungsanstieg, wenn der Kanal zu sperren beginnt. Im Bereich höherer Spannung wird sie sehr klein, um nicht übermäßig viel Energie zu speichern, die beim darauffolgenden Einschaltvorgang wieder in Wärmeverluste umgesetzt werden muss.

Bild 5b: Verhalten der DS-Kapazität des MOSFETs SCT3120 von Rohm. Autronic

Die Frage ist nun, in welcher Zeit der ohmsche Bereich des Kanals sperrt. Für eine Abschätzung der Zeit wird aus den Arbeitspunktdaten beim Abschalten der Gate-Ladung, die für Entsättigung bis zum Sperren des Kanals benötigt wird, die Abschaltzeit des Kanals berechnet. Effekte bezüglich der Miller-Kapazität werden aufgrund der Annahme ΔU_DS = 0 vernachlässigt. Wie Tabelle 3 zeigt, liegt beim SiC-MOSFET diese Geschwindigkeit bei 12,7 ns und beim Si-MOSFET bei knapp 8 ns, das heißt der SiC-MOSFET schaltet langsamer als der Si-MOSFET. Das liegt zum einen an dem etwas höheren Gate-Widerstand und zum anderen aber auch an der höheren, zu entfernenden Gate-Ladung. Bei der Größe der Gate-Widerstände wurde die Vorgabe des Halbleiterherstellers verwendet:

• 10 Ω als externer Vorwiderstand für den Si-MOSFET
• 0 Ω als externer Vorwiderstand für den SiC-MOSFET

Tabelle 3: Vergleich der Abschaltzeiten des Kanals beim SiC- und Si-MOSFET. Autronic

Die Berechnung der Ausschaltverluste erfolgt anschließend durch Simulation in Spice. Kernstück der Schaltung in Bild 6 ist der Schätzer der nichtlinearen Kapazität am Drain. Der Stromfluss in der Drain-Kapazität wird in der verhaltensbasierten Stromquelle B2 modelliert. Der ohmsche Teil des Kanals selbst wird durch die Stromquelle I1 nachgebildet. Die primäre Wicklung des Flyback-Transformators wird durch die Stromquelle I2 dargestellt. In C1 sind schließlich die externen Kapazitäten am Drain-Anschluss zusammengefasst. Im Model wurden keine Gate-, Source- und Drain-Induktivitäten modelliert.

Bild 6: Simulation der Verluste mit nichtlinearer Drain-Kapazität. Autronic

Gründe hierfür sind:

• Der Serienwiderstand des Gates liegt im Bereich 11 bis 18 Ω. Bei einer Induktivität des Gate-Kreises von etwa 10 nH liegt die Zeitkonstante im Bereich von 1 ns und kann daher in erster Näherung vernachlässig werden.
• Effekte durch Induktivitäten in Höhe von etwa 7 nH im Drain-Bereich werden durch die Kapazitäten am Drain kompensiert.
• Die Source-Induktivität von etwa 5 bis 7 nH kann ebenfalls vernachlässigt werden, da die erste Umkommutierung vom ohmschen Bereich des Kanals auf die Drain-Kapazität die Schleifengeometrie nicht ändert; der Strom fließt weiterhin vertikal durch den MOSFET-Chip.

Bild 7a: Simulationsergebnisse Ausschalten für Si-MOSFET. Autronic

Bild 7a und Bild 7b zeigen die beiden unterschiedlichen Ausschaltvorgänge. Die Grafiken sind vertikal in drei Diagramme aufgeteilt. Oben werden die Ströme durch den ohmschen Kanal und kapazitiven Kanalanteil des MOSFET und dessen Drain-Spannung gezeigt. In der Mitte die Abschaltverlustleistung im ohmschen Anteil des Kanals und unten der kapazitive Anteil. Der kapazitive Anteil bedeutet keine Wirkverlustleistung im MOSFET. Man erkennt im Vergleich der beiden Leistungen deutlich, dass ein Großteil der Abschaltleistung in der Drain-Kapazität zwischengespeichert wird. Beim Si-MOSFET dauert der Ausschaltvorgang aufgrund der anfänglich sehr hohen Drain-Kapazität länger, jedoch ist die Dynamik nach Anstieg der Drain-Spannung auf über 20 V dann höher als beim SiC-MOSFET.

Bild 7b: Simulationsergebnisse Ausschalten des SiC-MOSFETs. Autronic

Im Abschaltvorgang des Si-MOSFET erkennt man deutlich drei Phasen:

• Sperren des Kanals I1 – Übernahme des Stromes durch die Drain-Kapazität B2
• Verminderung der Drain-Kapazität – Übernahme des Stromes durch die externen Kapazität C1 am Drain-Anschluss
• Übernahme des Stromes durch den Snubber beziehungsweise der Begrenzerschaltung (D1, V1)

Beim SiC-MOSFET können die Phasen zwischen Stromfluss in der Drain-Kapazität und den externen Kapazitäten nicht so deutlich voneinander unterschieden werden. Dies liegt an der niedrigeren Drain-Kapazität und der längeren Abschaltzeit des Kanals. Aufgrund der besseren Schaltentlastung durch die höhere Drain-Kapazität zu Beginn des Ausschaltvorgangs liegen die Ausschaltverluste beim Si-MOSFET deutlich unter denen des SiC-MOSFET!

Zusammenfassung der Verluste

Tabelle 4: Übersicht der Verluste. Autronic

Tabelle 4 zeigt die Ergebnisse aus den vorangegangenen Abschnitten. Während die Leitendverlustleistung direkt berechnet werden kann, konnten bei den Schaltvorgängen zunächst nur die Verlustenergien berechnet beziehungsweise simuliert werden. Mittels folgender Gleichung kann die Gesamtverlustleistung der Transistoren bestimmt werden:

P_V = E_V x f_SW

Man erhält für den Si-MOSFET IPP65R125C7: 1,41 W und für den SiC-MOSFET SCT3120ALHR 1,56 W.

Die Berechnung/Simulation von Schaltverlusten ist nicht trivial und sollte immer durch Messung verifiziert werden. Eine genaue Berechnung wird weiter erschwert, da die Angaben der Halbleiterhersteller bezüglich Schaltzeiten und Schaltverluste nicht direkt miteinander verglichen werden können. Die Datenblattangaben variieren deutlich in:

• Größe des verwendeten Gate-Vorwiderstandes
• Ansteuerspannungsbereich für das Gate; insbesondere SiC-MOSFET benötigen in der Regel deutlich höhere Gate-Spannungen um den minimalen R_DSon zu erreichen
• Lastcharakteristik: Ohmsch oder induktiv
• Zwischenkreisspannung, mit der der Schaltvorgang spezifiziert worden ist

Neben den reinen Datenblattangaben ist auch die Erfahrung des Entwicklers im Umgang mit diesen Daten und die Einordnung der Bedeutung für die Applikation sehr wichtig. Ein paar Anmerkungen hierzu, die über den Betrieb im Sperrwandler hinausgehen. So sind zum Beispiel im Datenblatt des SiC-MOSFET keine Angaben zum Betrieb im Avalanche-Bereich gegeben. Weder die Einzelpulsenergie, noch die Energie für wiederholten Avalanche werden genannt. Diese Angaben sind wichtig für den Schutz vor Stoßspannungen (Surge) aus dem Netz. Werden keine Angaben hierzu gemacht, muss eventuell neben dem Grob- noch ein Feinschutz im Netzfilterbereich des Netzteils integriert werden, um das Zwischenkreisniveau sicher unter der Einsatzschwelle des Avalanche-Durchbruchs zu halten.

Weiterhin werden im Datenblatt des SiC-MOSFET keine gemessenen Daten zur Kurzschlussfestigkeit (beziehungsweise SOAR im Bereich für Pulse unter 10 µs) spezifiziert. Hintergrund hierfür könnte das kritische Entsättigungsverhalten, welches allgemein bei SiC-MOSFETs angetroffen wird, sein. Beim Betrieb als Schalter in einem Sperrwandler ist ein direkter Kurzschluss im Betrieb sehr unwahrscheinlich. Selbst bei einem Windungsschluss im Transformator bleibt ein Rest an Widerstand und Induktivität erhalten, um die entstehenden Kurzschlussströme begrenzen zu können. Aus diesem Grund spielt die Kurzschlussfestigkeit hier nur eine untergeordnete Rolle. Zur Verteidigung des SiC-MOSFET sei hier angemerkt, dass auch beim CoolMOS C7, wie auch bei anderen modernen Silizium-Halbleitertechnologien, keine Kurzschlussfestigkeit im Datenblatt spezifiziert wird.

Ein großer Nachteil des CoolMOS C7 ist die mit hoher Sperrverzugsladung (7 µC!) belastete Bodydiode, die zudem nur mit einem geringen di/dt (55 A/µs) abgeschaltet werden darf. In der Sperrwandler-Applikation ist dieses Verhalten ohne Bedeutung, da die Bodydiode nicht angefahren wird. In Topologien mit Brückenkonfigurationen oder aber bei einem Boost-PFC unter Grenzbedingungen kann die Bodydiode kurz in Flussrichtung betrieben werden. Hier sind dann weitere Schaltungsmaßnahmen nötig, damit die Bodydiode nicht zerstört wird beziehungsweise keine extremen Shoot-Through-Ströme in einer Halbbrücke auftreten können.

Resümee

Bei näherer Betrachtung ist zu erkennen, dass SiC-Technologie nicht immer die bessere Wahl darstellt und die Auswahl der Bauteile gut überlegt sein muss. Wie sehr oft in der Technik, steckt bei näherer Betrachtung in einer neuen Technologie nicht ganz die Revolution, die der Entwickler sich gerne wünschen würde. Grund hierfür ist, dass die bestehende Silizium-Technologie zumindest bis Spannungen in den Bereichen 650 V (MOSFET) bis 1200 V (IGBT) sehr gute Alternativen zur Verfügung stellt. Die Unterschiede von SiC- zu Si-Technologie sind bei den Mainstream-Anwendungen bei weitem nicht so groß, wie sie zwischen den früheren Röhren zu den Bipolar-Transistoren waren.

Mit SiC hat der Entwickler eine interessante, neue Zutat in seine Küche der Entwicklung der Leistungselektronik bekommen. Mit alternativen Zutaten können eine Menge neuer und interessanter Gerichte entstehen, allerdings sei angemerkt, dass die bekannte Küche weiterhin sehr gut schmeckt.

Das Elektronik-Design Team von Autronic entwickelt immer mit einem gezielten und kundenorientierten Blick auf die Zielapplikation. Programmierbare Stromversorgungen, neue Topologien sowie neue Bauteile werden immer auf Herz und Nieren geprüft, bevor ein Serieneinsatz in Betracht gezogen werden kann. Deshalb liegt der Fokus der Entwicklungsleistung immer darin, die beste Mischung aus erfahrener und neuer Technologie zu nutzen, damit der perfekte Kosten- und Nutzenfaktor das optimale Ergebnis für den Kunden ergibt.

(jj)