So verbessert Emitter Switching den Wirkungsgrad von Sperrwandlern

Ein Spannungswandler in Form eines selbstschwingenden Sperrwandlers (RCC, ringing choke converter) ist bei kleinen und mittleren Netzteilen und LED-Treibern oftmals die erste Wahl. Er arbeitet an der Grenze zwischen CCM (continuous conduction mode) und DCM (discontinuous conduction mode), auch als Transmission Mode (TM) bekannt. Diese Betriebsart hat einige Vorteile. Es treten keine Totzeiten im Wandlungszyklus auf, weshalb sich ein kleinstmöglicher Ferritkern verwenden lässt. Das Einschalten des Transistors erfolgt schonend, sobald die Kollektorspannung nach der Sperrphase den Minimalwert erreicht hat. Das reduziert Stress und Einschaltverluste beim Transistor im Vergleich zu einer DCM-Lösung. Sollte der Ausgang aus irgendeinem Grund kurzgeschlossen sein, erfolgt keine Schwingung. Die Schaltung ist so vor Zerstörung bei Kurzschluss geschützt. Die Störstrahlungen sind minimal.

Aber die Schaltung hat auch einige Nachteile, speziell, wenn der Schalttransistor ein Bipolartransistor ist. Der Schalttransistor kann bei einer Netzspannung von 230 V_eff hohen Spannungen bis 700V ausgesetzt sein. Allerdings beeinflusst die Art der Transistor-Ansteuerung die Spannungsfestigkeit eines Bipolartransistors U_ce. Weiterhin ist der Stromverstärkungsfaktor B nicht konstant und streut stark von Exemplar zu Exemplar. Damit der Transistor genügend angesteuert wird, können Entwickler den Basisstrom überdimensionieren, um so Schaltverluste im Ein-Zustand klein zu halten. Weiter streuen die verschiedenen Schaltzeiten t_d, t_r, t_s und t_f stark, zudem beeinflusst die Beschaltung der Ansteuerung des Transisotors diese. Die schwer definierbaren Schaltzeiten lassen keine höheren Frequenzen als einige 10 kHz zu. Für höhere Frequenzen greift man zu einem MOSFET anstelle eines Bipolartransistors (BJT), allerdings ist dieser wesentlich teurer als ein Bipolartransistor mit vergleichbaren Daten.

Üblicherweise liegt der Wirkungsgrad bei rund 70 % für MOSFET-Flybacks, mit MOSFET- und Steuer-IC bei 87 %, mit IC bei 80 % oder Quasi-Resonanz-Topologie bei 82,6 %. Mithilfe der Emitter-Switching-Technik lässt sich dieser Sperrwandler verbessern.

Die Spannungsfestigkeit des Bipolartransistors zwischen Emitter und Kollektor verdoppelt sich nahezu von U_ce bei Normalbetrieb auf U_ecv (~U_cb). Alle Schaltzeiten des Bipolartransistors verkürzen sich auf ein Minimum, speziell aber verkürzt sich die Speicherzeit ts, unabhängig von der Stärke der Ansteuerung des Transistors, vom µs-Bereich auf einen Wert um die 100 ns. Das ermöglicht Schaltfrequenzen mit einem Bipolartransistor von weit über 100 kHz.

Der gefährliche Second Breakdown ist bei der Emitter-Switching-Technik ausgeschlossen, was zu einer robusten Schaltung führt. Da sich der Transistor zuverlässig bis an seine Grenzen betreiben lässt, müssen Entwickler nicht auf einen überdimensionierten Transistor zurückgreifen. Die Schaltung arbeitet bei rund 200 kHz und einer Leistung von 10 W mit einem Bipolartransistor im TO92-Gehäuse ohne Kühlkörper und ohne Steuer-IC, wodurch bei optimaler Dimensionierung ein Wirkungsgrad von bis zu 88 % erreichbar ist. Solch hohe Wirkungsgrade lassen sich sonst nur mit einem MOSFET mit Steuer-IC, einem Power-IC oder mit aufwendigeren Resonanz- oder Quasi-Resonanzwandlern mit entsprechendem IC erreichen. Die Schaltung eignet sich bestens für Netzteile aller Art und als Power LED Chip Driver.

Beschreibung der Schaltung

Bild 1: Prinzipschaltbild des selbstoszillierenden Sperrschwingers in Emitter-Switching-Technik. Peter Walther

Bild 2: Kollektorstrom Q1 gelb (50 mA / Div), mit Stromsonde AM 503 gemessen, Kollektorspannung Q1 blau (100 V / Div). Peter Walther

Bild 3: Sekundärstrom ID4 (gelb) 500 mA/Div, Kollektorspannung Uc; 100 V/Div blau, f = 200 kHz, (Leistung P = 10W). Peter Walther

Bild 1 zeigt die Prinzipschaltung des in der Emitter-Switching-Technik ausgeführten selbstschwingenden Sperrschwingers. Dabei handelt sich dabei um die Ringing-Choke-Converter-Schaltung, bei der aber die Emitter-Switching-Technik zur Anwendung kommt. Hierfür ist lediglich im Emitter des Schalttransistors Q1 ein Steuertransistor Q2 mit Basiswiderstand R3 hinzugefügt. Niedervolt-Bipolartransistoren weisen bei entsprechender Ansteuerung eine wesentlich kürzere Speicherzeit t_s auf als Hochvolt-Bipolartransistoren. Die Schaltung ist ausschließlich mit diskreten Bauteilen aufgebaut und funktioniert im Prinzip wie die Standardausführung, wobei die Rückkopplungswicklung aux die beiden Basen von Q1 und Q2 über den Kondensator C2 und die jeweiligen Basiswiderstände R2 beziehungsweise R3 ansteuert.

Damit die Schwingung beim Anlegen der Speisespannung überhaupt in Gang kommt, ist ein hochohmiger Widerstand R1 vorgesehen. Beim Anlegen der Speisespannung fließt durch R1 ein kleiner Strom in die Basen der Transistoren Q1 und Q2. Sobald beide Transistoren zu leiten beginnen, fließt ein kleiner Kollektorstrom durch die Transistoren und die Primärwicklung PRI, wodurch eine Spannung in der Wicklung aux induziert wird, die so gepolt ist, dass sie den Einschaltvorgang unterstützt und so den Schwingvorgang anfacht. Danach schwingt die Schaltung von selbst.

Der Transformator T1 weist neben der Primärwicklung PRI zwei Sekundärwicklungen, S1 und aux, aus. Die Primärwicklung PRI besteht aus np-Windungen mit einer Induktivität L_pri, die Sekundärwicklung S1 hat mit ns-Windungen die Induktivität L_s1, entsprechend hat die Hilfswicklung aux die Induktivität L_aux. Hierbei dient die Wicklung aux als Rückkopplungswicklung des Oszillators und zudem als Regelung der Ausgangsspannung, während Wicklung S1 die Energie zum Ausgang überträgt. Bei D4 handelt es sich um eine Schottky-Diode, welche die Spannung gleichrichtet, wohingegen der Kondensator C5 der Glättung dient.

Der Ein-Zustand

Mit der Wicklung aux lassen sich die beiden Transistoren Q1 und Q2 ein- und ausgeschalten, während die Basisströme über die Widerstände R2 und R3 bestimmt werden. Der Kondensator C2 dient der Gleichstromentkopplung, damit die Schaltung über den hochohmigen Widerstand R1 anlaufen kann.

Beim Einschaltvorgang wird das Potential beider Basen gleichzeitig angehoben. Allerdings fließt beim Haupttransistor Q1 erst ein Basisstrom, wenn der Transistor Q2 leitet, denn solange kein Strom durch Q2 fließt ist der Emitter des Transistors Q1 potenzialfrei und somit stromlos. So bereitet das System die Basis von Q1 auf das Einschalten vor, jedoch erfolgt das Einschalten von Q1 am Emitter.

Während des Ein-Zustands sind Q1 und Q2 leitend, sodass über der Transformatorwicklung PRI die volle Speisespannung anliegt. Dabei fließt nun ein Strom, der linear ansteigt, durch die beiden Transistoren Q1 und Q2 sowie durch die Wicklung PRI. Als Folge dieses Stromanstiegs in der Primärwicklung PRI entsteht an den beiden anderen Wicklungen jeweils eine Spannung, die an Wicklung aux so gepolt ist, dass die Transistoren während des Ein-Zustands eingeschaltet bleiben. Derweil ist die Spannung an S1 so gepolt, dass die Diode D4 sperrt.

Der Ein-Zustand hält solange an, bis der Stromanstieg abflacht und dadurch die induzierte Spannung der Wicklung aux abnimmt, was die Ansteuerung stoppt, den Ausschaltvorgang auslöst und den Strom schlagartig auf 0 A fallen lässt.

Der Aus-Zustand

Bild 4: SOA-Diagramm für Standardbetrieb (Ucemax = 400 V, links); SOAR-Diagramm für Vbeoff = -5 V oder Emitter-Switching-Technik (Ucev = 800 V). ST Microelectronics

Wenn die Schaltung in den Aus-Zustand kippt, kehren die Vorzeichen aller Spannung um. Die Spannung an der Wicklung aux wird negativ und schaltet einerseits die beiden Transistoren Q1 und Q2 aus, andererseits wird jetzt die Diode D2 leitend, wodurch sich der Kondensator auflädt. Auf der Sekundärseite wird die Diode D4 leitend und lädt den Ausgangskondensator C5 auf. Der Sekundärstrom nimmt dabei von seinem Maximalwert linear auf null ab, wodurch die im Transformator gespeicherte Energie in den Ausgangskreis übergeht und die Spannung U_aux dann auf 0 V abfällt.

Dieser Abschaltvorgang selbst löst eine parasitäre Schwingung aus und da die erste Halbwelle an der Wicklung aux positiv gepolt ist, löst sie sofort den nächsten Einschaltvorgang aus, weshalb die parasitäre Schwingung nur eine Halbwelle dauert. Dabei ist die Spannung an der Primärwicklung PRI negativ gepolt, sodass die Kollektorspannung U_c am Transistor Q1 während dieser parasitären Schwingung kleiner als die Speisespannung ist. Das bedeutet, dass der Transistor schonend eingeschaltet wird.

Sensationelle Ergebnisse durch Emitter-Switching-Technik

Bild 5: Prinzipschaltung der Simulation (rechts; A = Emitterstrom, B = Referenz, C = Kollektorspannung, D = Kollektorstrom, E = Basisstrom) Simulierte Signale (links; pink = Referenz, grün = Basisstrom, gelb = Kollektorstrom, blau = Emitterstrom, hellblau = Kollektorspannung). Peter Walther

Eine RCC-Schaltung, die mit der Emitter-Switching-Technik ausgeführt wird, funktioniert im Prinzip wie die klassische RCC-Schaltung. Der große Gewinn liegt in der Beherrschung der Schaltzeiten, der Anstiegszeit t_r, der Abfallzeit t_f, aber insbesondere der Speicherzeit t_s. Bei der Emitter-Switching-Technik ist der gefährliche Second Breakdown ausgeschlossen und das SOAR-Diagramm des Transistors lässt sich voll ausschöpfen. Das heißt, dass es rechteckig verläuft und nur durch den maximalen Kollektorstrom I_cmax, die maximale Kollektorspannung U_cev sowie durch die Temperatur des Chips von rund 150 °C begrenzt wird. Als Beispiel dient hier der Leistungstransistor STN2580 (400 V / 1 A) von ST Microelectronics.

Bild 4a zeigt das SOAR-Diagramm des STN2580 für eine Standardansteuerung, Bild 4b zeigt das entsprechende SOAR-Diagramm für Betrieb mit negativer Basisspannung beim Ausschalten. In diesem Fall ist die Basis-Emitterdiode gesperrt. Wie sich erkennen lässt, ist die Kollektorspannung U_ce beim SOAR-Betrieb doppelt so hoch wie im Standartbetrieb. Dies gilt auch für die Emitter-Switching-Technik, da hier die Basis-Emitterdiode ebenfalls gesperrt ist, weil der Emitter stromlos ist.

Die Schaltzeiten dieses Transistors betragen gemäß Datenblatt für die Anstiegszeit t_r 140 ns, die Speicherzeit t_s 4 us und für die Abfallzeit t_f 90ns. Mit der Emitter-Switching-Technik werden alle diese Zeiten deutlich verkürzt. Die allergrößte Verbesserung liegt aber in der zuverlässigen Verkürzung der Speicherzeit t_s auf rund 100 ns.

Der Flyback-Transformator

Bild 6: Trafo-Wicklungsaufbau (rechts) und Trafo auf Print (links). Peter Walther

Der Transformator ist neben dem Schalttransistor das zweite wichtige Bauteil eines Wandlers. Anzustreben sind niedrige Verluste, kleine magnetische Streufelder und niedrige Störstrahlungen. Natürlich sollte der Aufbau möglichst einfach gehalten werden und kostengünstig herstellbar sein, da es sich ja um eine Low-Cost-Ausführung handelt. Weiter spielen auch die Abmessungen eine Rolle; je höher die Betriebsfrequenz ausfällt, desto kleiner sind die Bauteile. In diesem Fall fiel die Wahl auf einen EE20-Ferrit Kern mit Luftspalt. Nach verschiedenen Simulationen konnten die Entwickler verschiedene Transformatorvarianten wickeln und testen und so die passende Ausführung finden. Beim Aufbau achteten sie darauf, dass sie die Windungszahlen so wählten, dass die Lagen ganz bewickelt wurden. Zudem verteilten sie die Primärwicklung auf zwei Hälften, wobei sie die Sekundärwicklung dazwischen anbrachten.

Schlussfolgerung

Mit dem hier beschriebenen selbstoszillierenden Sperrschwinger (RCC) lassen sich Netzteile für Leistungen von 10 W umsetzen. Die Umsetzung erfolgte mit der Emitter-Switching-Technik, wodurch sich gute positive Eigenschaften erzielen ließen. Trotz des Mehraufwands reduzieren sich die Kosten, da als Schalttransistor ein BJT statt eines MOSFETs zum Einsatz kommt. Zudem lässt sich dieser gefahrlos bis an seine Grenzen betreiben, ohne Einbußen bei der Zuverlässigkeit zu machen.

Die Betriebsfrequenz kann einige 100 kHz statt der üblichen wenigen 10 kHz mit einem BJT betragen. Mit diesem Aufbau lässt sich der Wirkungsgrad von 70 % bei Standardlösungen auf 88 % verbessern. Mit aktiver Gleichrichtung mit MOSFETs wäre eine Steigerung auf über 90% möglich.

(prm)