Eine resonante LLC-Halbbrücke garantiert das Nullspannungsschalten (zero voltage switching, ZVS) im gesamten Schaltgerät vor dem Einschalten. Dadurch lassen sich Energieverluste durch Überlagerung von Schaltstrom und -spannung bei jedem Übergang vermeiden. Auch lassen sich mit dieser Schalttechnik Schaltverluste bei hohen Frequenzen geringhalten und die Größe reaktiver Bauelemente reduzieren. Bei geringeren Verlusten ist natürlich ein kleinerer Kühlkörper möglich. Die Nullspannungs­bedingung ergibt sich durch die Eigenleitung der MOSFET-Body-Diode; bei extrem schnellen Lastwechseln kann der MOSFET von einer Nullspannungs- zu einer Nullstromschaltbedingung übergehen. Dann könnten hohe dv/dt-Werte den intrinsischen Bipolartransistor in den leitenden Zustand bringen, was in der Regel den MOSFET zerstört.

Eckdaten

FREDFETs (Fast Recovery Epitaxial Diode Fet) sind MOSFETs mit schneller Bodydiode. Gängige Hochvolt-MOSFETs eignen sich kaum für Brückenschaltungen bei Betrieb mit höheren Schaltfrequenzen, da sie relativ lange Sperrverzögerungszeiten der Bodydiode aufweisen. Es werden beim schnellen Schalten hohe Rückwärtsströme generiert, die vor allem im gegenüberliegenden Schalter hohe Verluste verursachen. Hinzu kommen hohe Störspannungen, die durch zusätzlichen Filteraufwand wieder abgesenkt werden müssen. Für bestimmte Schaltnetzteil-Topologien sind FREDFETs nach wie vor von großer Bedeutung. Eine davon, die sich immer größerer Beliebtheit erfreut, ist der sogenannte LLC-Wandler. LLC-Wandler arbeiten idealerweise im resonanten Betrieb, auch als sogenanntes Soft Switching bezeichnet.

LLC-Topologie

Die Grundschaltung einer Halbbrücke in LLC-Topologie setzt sich aus zwei Schaltern zusammen: dem High-Side-Schalter (Q1) und dem Low-Side-Schalter (Q2). Sie sind über einen Induktor Lr und einen Kondensator Cr mit dem Transformator verbunden (Bild 1). Die Schalter werden überbrückt durch ihre intrinsische Body-Diode (D1 und D2) und den intrinsischen kapazitiven Ausgangswiderstand (C1 und C2). Um ihre Rolle in der allgemeinen Funktionsweise zu verdeutlichen, sind diese in Bild 1 getrennt dargestellt. Zudem ist ein weiterer induktiver Widerstand (Lm) zu sehen. Es handelt sich dabei um die Streuinduktivität des Transformators, die in der LLC-Topologie eine bedeutende Rolle spielt. Wenn der Primärinduktivitätswert Lm des Transformators so groß ist, dass er sich nicht auf das Resonanznetzwerk auswirkt, fungiert der llC-Wandler als Reihenresonanzwandler.

In einer resonanten Zelle lässt sich die maximale Verstärkung erzielen, wenn die Frequenz des Eingangssignals (fi) gleich der Resonanzfrequenz (fr) ist, wenn also die LC-Impedanz gleich null ist. Der eingesetzte Wandler arbeitet in einem Frequenzbereich, den zwei spezifische Resonanzfrequenzwerte begrenzen, wobei diese Werte von der Schaltung abhängig sind. In der Beispielanwendung setzt der LLC-Controller die Schaltfrequenz (fs) des MOSFETs gleich der Resonanzfrequenz der Schaltung, um den wertvollen Vorteil der Resonanz zu gewährleisten.

Bei einem Lastwechsel ändert sich die Resonanzfrequenz von einem minimalen Wert (fr2) auf einen maximalen Wert (fr1) (siehe Formel 1 und 2). Für fs ≥ fr1 fungiert LLC als RC-Reihenschwingkreis. Diese Funktionsweise ist bei hoher Last gegeben, wenn also Lm einer geringen Impedanz gegenübersteht. Dagegen fungiert LLC für fs ≤ fr2 als RC-Parallelschwingkreis, was bei geringer Last gegeben ist. Das kommt normalerweise nicht vor, weil das System dann im ZCS-Betrieb (Nullstromschalten) arbeiten würde. Liegt die Frequenz fi im Bereich fr2 <fi <fr1, vermischen sich diese beiden Funktionsweisen. Wenn die Verstärkung der resonanten Zelle grafisch dargestellt wird, erhält man die Kurven in Bild 2. Es zeigt, wie sich die Kurvenform in Abhängigkeit von der Güte Q verändert.

Der Betriebsbereich des LLC-Resonanzwandlers ist durch die maximale Verstärkung begrenzt. Zu beachten ist, dass die maximale Spannungsverstärkung nicht bei fr1 oder fr2 gegeben ist. Vielmehr liegt die Frequenz, bei der die maximale Verstärkung erzielt wird, zwischen fr2 und fr1. Mit abnehmender Güte Q – also mit abnehmender Last – verschiebt sich diese maximale Verstärkungsfrequenz zu fr2, und es lässt sich zudem eine höhere maximale Verstärkung erzielen. Dahingegen verschiebt sich mit zunehmender Güte Q – also zunehmender Last – die maximale Verstärkungsfrequenz dagegen zu fr1, und die maximale Verstärkung nimmt ab. Somit ist Volllast ist für ein Resonanznetzwerk der schlechteste Fall.

Schaltdiagramm

Bild 1: LLC-Brückenschaltung. Rutronik

Diagramm zeigt Verstärkung

Bild 2: Die Verstärkung der resonanten Zelle ändert sich in Abhängigkeit von Q. Rutronik

Wellenform eines LLC-Wandlers

Bild 3: Typische Wellenformen eines LLC-Wandlers. Rutronik

Wellenform eines LLC-Wandlers

Bild 4: Typische Wellenformen eines LLC-Wandlers, wenn fs < fr1. Rutronik

Wellenform und Diagramm für den LLC-Wandler

Bild 5: Bei Betrieb im kapazitiven Bereich findet während des Schaltvorgangs eine spannungsmäßige Umpolung der Bodydiode statt, wodurch der MOSFET einem hohen potenziellen Ausfallrisiko ausgesetzt ist. Die Rückwärtserholzeit (trr) der internen Body-Diode wird dadurch umso wichtiger (gelber Kreis). Rutronik

Diagramm für die Schaltfrequenz.

Bild 6: Nach dem Lastwechsel sollte die Schaltfrequenz der neuen Resonanzfrequenz folgen. Die grüne Linie zeigt die Veränderung, wenn das nicht Fall ist und sich der Systemzustand im Bereich 3 (ZCS-Bereich) bewegt und es ist kein ZVS-Betrieb und kein positiver Abschalt-Drainstrom gibt. Rutronik

Hinsichtlich des MOSFET besteht ein entscheidender Vorteil von Resonanzwandlern mit LLC im weichen Schalten des MOSFETs, während für das Gesamtsystem wegen des sinusförmigen Ausgangsstroms die Störaussendung (EMV) reduziert wird.

Bild 3 stellt typische Wellenformen dar, wie sie für einen LLC-Wandler charakteristisch sind. Zudem ist deutlich zu erkennen, dass der Drainstrom Ids1 ins Negative schwingt, bevor er positiv wird. Der negative Stromwert ist bezeichnend für das Leiten der Body-Diode. In dieser Phase ist die Drain-Source-Spannung des MOSFETs sehr gering, weil sie von der Abfallspannung an der Diode abhängig ist. Wenn der MOSFET schaltet, während das Leiten der Body-Diode gegen null geht, erfolgt ein Übergang zu ZVS, was Schaltverluste reduziert. Aufgrund dessen kann der Kühlkörper verkleinert und damit der Wirkungsgrad des Systems gesteigert werden.

Ist die Schaltfrequenz fs des MOSFETs kleiner als fr1, bekommt der Strom am Wandler eine andere Form. Hält das so lange an, dass sich an den Ausgangsdioden ein diskontinuierlicher Strom ergibt, weicht der Strom auf der Primärseite von der sinusförmigen Wellenform ab.

Wenn ferner die intrinsischen Ausgangskapazitäten C1 und C2 des MOSFETs einen mit Cr vergleichbaren Wert haben, ist auch die Resonanzfrequenz fr vom Bauteil abhängig. Um dies zu vermeiden und den fr -Wert von den verwendeten Bauteilen unabhängig zu machen, ist es wichtig, bei der Konzeption den Cr -Wert größer als C1 und C2 zu wählen.

Freilauf und ZVS-Bedingung

Bei der Analyse der Gleichungen, die die Resonanzfrequenzen betreffen, zeigt sich, dass oberhalb der maximalen Verstärkungsfrequenz die Eingangsimpedanz des Resonanznetzwerks induktiv ist und dass der Eingangsstrom des Resonanznetzwerks (Ip) hinter der an das Resonanznetzwerk angelegten Spannung (Vd) zurückbleibt. Unterhalb der maximalen Verstärkungsfrequenz wird die Eingangsimpedanz des Resonanznetzwerks dagegen kapazitiv und Ip geht Vd voraus.

Bei Betrieb im kapazitiven Bereich findet während des Schaltvorgangs eine spannungsmäßige Umpolung der Bodydiode statt, während diese noch Strom führt. Dadurch unterliegt der MOSFET einem sehr hohen potenziellen Ausfallrisiko. Wie im gelben Kreis (Bild 5) hervorgehoben, wird die Rückwärtserholzeit (trr) der internen Body-Diode sehr wichtig.

Entsprechend diesem Punkt sollte bei einem Übergang von geringer zu hoher Last (Bild 6) die Steuerschaltung (LLC-Controller) den MOSFET veranlassen können, in den ZVS-Betrieb und in einen positiven Abschaltstrombereich zu wechseln. Ist das nicht gewährleistet, könnte der MOSFET in einem gefährlichen Bereich arbeiten.

Bei konstant geringer Last arbeitet das System nahe der unteren Resonanzfrequenz fr2. Dann sind der ZVS-Betrieb und ein positiver Abschalt-Drainstrom gewährleistet. Nach dem Lastwechsel (von gering zu hoch) sollte die Schaltfrequenz der neuen Resonanzfrequenz folgen. Ist das nicht der Fall (wie in Abbildung 8 mit der grünen Linie dargestellt), bewegt sich der Systemzustand im Bereich 3 (ZCS-Bereich), und es ist kein ZVS-Betrieb und kein positiver Abschalt-Drainstrom gegeben. Wenn der MOSFET abgeschaltet wird, fließt also auch Strom durch seine Body-Diode. Bei der Analyse des Übergangs von geringer zu hoher Last, fallen einige Dinge auf (Bild 8). Die schwarze gestrichelte Linie stellt den idealen Verlauf während des Übergangs dar, während die grüne dem tatsächlichen Verlauf entspricht. Wie festzustellen ist, bewegt sich das System während des Übergangs von geringer zu hoher Last im ZCS-Bereich. Die Performance der internen Body-Diode wird dann sehr wichtig. Der Trend beim neuen LLC-Konzept geht deshalb zum Einsatz von Leistungsschaltern mit sehr geringer Erholzeit der Body-Diode.

Evaluations- und Referenzboards

Für die Entwicklung eines Schaltnetzteiles empfiehlt es sich, mit einem Evaluations- oder Referenzboard Erfahrung zu sammeln. Mit ihnen lassen sich auch MOSFETs mit schneller Bodydiode testen und deren Vorteile evaluieren. Sie sind auch für die LLC-Topologien in verschiedenen Varianten bei Rutronik verfügbar.

Das STEVAL-ISA132V1 Evaluationsboard kann eine Dauerleistung von 170 W (VIN = 190 VAC bis 264VAC, VOUT = 24 V) und für eine begrenzte Zeit über 300 W Spitzenleistung liefern. Seine Architektur basiert auf einem einstufigen LLC-Resonanzwandler ohne PFC und dem L6699 Resonanz-Controller. Dieser beinhaltet einige innovative Funktionen, wie selbstjustierende, anpassungsfähige Totzeit, anti-kapazitiven Schutz des Betriebsmodus und einen proprietären „Safe-Start“-Prozess, der ein hartes Schalten bei der Inbetriebnahme verhindert.

Zudem ist auch das EVLSTNRG-170W-Evaluationsboard verfügbar, dass Entwicklern die Möglichkeit bietet, auf Basis des Digitalcontrollers STNRG388A Erfahrungen mit einer digitalen Regelung sowohl der PFC-Stufe als auch des LLC-Wandlers zu machen. Die vorgeschaltete PFC-Stufe arbeitet hier im sogenannten „Enhanced Constant ON Time“-Mode (DCM-CCM boundary), der LLC-Converter im „Timeshift controlled“-Mode (TSC). Das Board ist für bis zu 170W Dauerleistung ausgelegt und die Applikation unterstützt mehrere Ausgangsspannungen: 24V (6A) für die Haupt-Applikation, 12V (2A) etwa für eine Steuerung und 5V (2A) für den Stand-by-Betrieb (Always-On).

Bei dem EVLCMB1-90WADP-Board handelt sich um einen 19V/90W-Wandler, der speziell auf die typische Spezifikation eines AC/DC-Adapters für Laptops und Notebooks ausgelegt ist. Aber das Board kann auch als Grundlage für weitere Applikationen dienen, wenn Entwickler im Zieldesign entsprechend die Ausgangsspannung anpassen. Es hat einen weiten Netzeingangsbereich (90 V/AC bis 264 V/AC bei einer Frequenz von 45 bis 65 Hz) und eine geringe Energieaufnahme unter geringer Last. Seine Architektur basiert wieder auf einem zweistufigen Ansatz: einem Transition-Mode-PFC-Vorregler und einem nachgelagerten LLC-Halbbrücken-Resonanzwandler. Beide Controller, der für die PFC-Stufe als auch jener für den LLC-Wandler, sind dabei im STCMB1-Combo-IC integriert.