Tipps für den Einsatz von Widerstandsbrücken-Drucksensoren in der industriellen Prozesssteuerung

In industriellen Prozesssteuerungs-Systemen kommen in der Regel Widerstandsbrücken-Sensoren zum Einsatz, wobei die gemessenen Widerstandsänderungen den Änderungen der jeweiligen Messgröße wie zum Beispiel Dehnung, Druck, Temperatur oder Feuchte entsprechen. Unter den zahlreichen verschiedenen Widerstandsbrücken-Topologien ist die Wheatstone-Brücke (Bild 2) die bekannteste und am besten dokumentierte.

Bild 1: Verbindung der Drucksensor-Messbrücke mit dem Prozesssteuerungs-System. Texas Instruments

Wenn der Sensor unter Druck steht, dann werden die einzelnen Widerstände im Drucksensor entweder komprimiert oder gedehnt. Während die Widerstandswerte von R_AB und R_CD durch Kompression abnehmen, vergrößern sich die Widerstandswerte von R_AD und R_BC durch Dehnung. Diese Widerstandsänderungen bewirken eine Änderung der Differenzspannung V_BD, die ein Differenzverstärker verstärkt (Bild 1). Entwickler greifen bei den Schnittstellen zu Widerstandsbrücken-Sensoren häufig auf Differenzverstärker mit sehr hoher Eingangsimpedanz zurück wie zum Beispiel Instrumentenverstärker (IAs) oder PGAs (Verstärker mit programmierbarem Verstärkungsfaktor).

Gleichtaktspannung und Ausgangsspannungsbereich

Die Gleichtaktspannung V_CM der Widerstandsbrücke ist die durchschnittliche Spannung an den Eingangsanschlüssen des Differenzverstärkers.

• V_CM = (V_BC + V_DC) / 2    (1)

Bild 2: Widerstandsbrücken-Sensor (Wheatstone-Brücke) bei angelegtem Druck. Texas Instruments

Befindet sich die Brücke im Gleichgewicht, so ist V_CM gleich der Hälfte der Speisespannung V_EXT = V_AC. Bei V_AC = 5 V ist somit V_CM = 2,5 V. Die Gleichtaktspannung der Brücke ist der vielleicht wichtigste Designaspekt für Widerstandsbrücken-Sensoren. Der Ausgangsspannungsbereich (V_OUT) eines IA hängt nämlich von einer ganzen Reihe von Faktoren ab, so zum Beispiel von der Gleichtaktspannung, der Verstärkung, der Referenzspannung, der Topologie und der Versorgungsspannung. In Bild 3 ist als Beispiel der Zusammenhang zwischen V_CM und V_OUT für einen Instrumentenverstärker mit drei Operationsverstärkern dargestellt.

Wie erwähnt, ist V_CM = 2,5 V, wenn V_AC = 5 V ist. Bei unidirektionalen Sensoren ist es häufig sinnvoll, den IA mit einer unipolaren Spannung von 5 V zu versorgen und V_REF mit 0 V (GND) zu verbinden. Leider begrenzt dies den Ausgangsspannungsbereich des IA.

Bild 3: VCM als Funktion von VOUT für den Instrumentenverstärker INA826. Texas Instruments

Am Beispiel des INA826 ist in Bild 3 zu sehen, dass sich bei V_CM = 2,5 V die Ausgangsspannung nur zwischen 100 mV und zirka 3,2 V bewegen kann. Folglich ist das System nicht in der Lage, die Auflösung des A/D-Wandlers (ADC) mit 2,5 V Referenzspannung vollständig auszuschöpfen. In einem solchen Fall sollten Entwickler nach einem alternativen IA suchen und/oder eine andere IA-Referenzspannung wählen. Eine weitere Möglichkeit besteht darin, die Gleichtaktspannung der Brücke zu verändern (Bild 4).

Anfangs-Eingangsoffsetspannung (V_OS)

Bei der Eingangsoffsetspannung handelt es sich um die DC-Fehlerspannung zwischen den Eingangsanschlüssen des Differenzverstärkers, der zum Beispiel ein Operationsverstärker, ein IA oder ein PGA sein kann. Bei einem traditionellen IA mit drei Operationsverstärkern hängt diese Spannung von der Verstärkung des Bausteins ab. Die Offsetspannung trägt zum Nullpunktfehler der Lösung insgesamt bei und beeinflusst, wenn sie nicht kalibriert wird, auch die Gleichtaktspannung. Daher kann somit die Verwendung eines Zero-Drift-IA oder –PGA empfehlenswert sein, der auch eine sehr geringe Offsetspannung aufweist.

Bild 4: Anpassung von VCM durch Hinzufügen von RTOP und/oder RBOTTOM. Texas Instruments

Der Begriff „Zero-Drift“ kommt für Chopperverstärker oder Bausteine mit Auto-Zero-Technologie zur Verwendung. Diese sorgen für die interne Korrektur von Offsetfehlern wie der Anfangs-Eingangsoffsetspannung, der Eingangsoffsetspannungs-Drift, der Netzstörunterdrückung, der Gleichtaktunterdrückung sowie einiger weiterer Fehler.

Eingangsoffsetspannungs-Drift (ΔV_OS/ΔT)

Unter der Eingangsoffsetspannungs-Drift versteht man die Änderung der Eingangsoffsetspannung bei Abweichungen der Temperatur von der Zimmertemperatur (25 °C). Dieser Offsetfehler kommt zur Anfangs-Eingangsoffsetspannung hinzu. Da die meisten Industriesysteme ihre Genauigkeit über einen großen Temperaturbereich hinweg beibehalten müssen, setzen die Entwickler bevorzugt Zero-Drift-IAs oder -PGAs ein. Die Anfangs-Eingangsoffsetspannung lässt sich durch eine Kalibrierung bei Zimmertemperatur eliminieren. Die Offsetspannungs-Drift aber erfordert eine kompliziertere und zeitaufwendigere Kalibrierroutine über den Temperaturbereich. Dabei muss jedes einzelne System bei verschiedenen Temperaturen kalibriert werden, da die einzelnen Systembauteile in unterschiedliche Richtungen driften können. In einigen Fällen kann sich der Fehler über den Temperaturbereich sogar erhöhen, wenn die Kalibrierung des Systems nur bei 25 °C und nicht auch bei anderen Temperaturen erfolgt.

Rauschen

Bei der Auswahl des Brückenverstärkers ist das Eigenrauschen dieses Verstärkers ein vorrangiges Kriterium. Da industrielle Systeme häufig von geringer Bandbreite sind, ist das Niederfrequenz- oder 1/f-Rauschen des Verstärkers von besonderem Interesse. Das vom Verstärker erzeugte Rauschen addiert sich zum Rauschen des ADC, was unter dem Strich die rauschfreie Auflösung der Messung beeinträchtigt. Zero-Drift-Verstärker sind dabei möglicherweise die erste Wahl, weil der 1/f-Bereich ihrer spektralen Rauschdichte-Kurve flach verläuft; es gibt jedoch einige IAs ohne Zero-Drift-Eigenschaften, deren Rauscheigenschaften insgesamt besser sind. Deshalb sollten Entwickler den Gesamtbeitrag des Verstärkers zum Rauschen in einer umfassenden Rauschanalyse bestimmen.

A/D-Wandler

Bild 5: Gemessene Performance als Funktion der Verstärkung für eine Ausgangsdatenrate von 7,813 kHz. Texas Instruments

Zum Messen der Widerstandsbrücken-Signale eignen sich hochauflösende Delta-Sigma-A/D-Wandler mit 24 Bit Auflösung. Diese ADCs enthalten stets einen Modulator und ein digitales Filter. Die gesamte Quantisierungsenergie ist bei einem Delta-Sigma-Modulator sehr hoch, weil die Zahl der Bit pro Signalprobe extrem gering ist. Der Dezimator muss unerwünschtes Rauschen im Spektrum oberhalb des Nyquist-Bandes entfernen, damit dieses Rauschen nicht bei der Dezimation durch Alias-Effekte in das Basisband gelangt.

Als Dezimatorfilter kommt in den meisten Delta-Sigma-ADCs ein Sinc-Filter zum Einsatz. Ihre Popularität verdankt diese Filtertopologie der Tatsache, dass sie prinzipbedingt stabil und außerdem einfach zu implementieren ist. Ordnung und Dezimationsverhältnis dieses Sinc-Filters entscheiden über die Leistungsfähigkeit des ADC.

Die rauschfreie Codeauflösung des ADC ist die in Bit gerechnete Auflösung, oberhalb derer sich keine einzelnen Codes mehr auflösen lassen. Berechnen lässt sich die rauschfreie Auflösung des ADC auf der Basis der Gesamtzahl der Codes (2^N) und der Peak-to-Peak-Rauschcodemessung.

• Rauschfreie Codeauflösung = log₂ (2^N / (Peak-to-Peak-Rauschcodes)    (2)

Bild 6: ADC-Ausgang mit und ohne Filter. Texas Instruments

Die effektive Auflösung lässt sich errechnen, indem man log₂ (6,6) beziehungsweise zirka 2,7 Bit zur errechneten rauschfreien Codeauflösung hinzuaddiert:

• Effektive Auflösung = Rauschfreie Codeauflösung + 2,7 Bit    (3)

Zum Beispiel enthält der Delta-Sigma-ADC im PGA900 einen Modulator zweiter Ordnung mit einer Abtastfrequenz von 1 MHz und ein Sinc-Filter dritter Ordnung mit 128 Oversamples. Die in Bild 5 gezeigten Rauscheigenschaften beziehen sich auf eine Ausgangsdatenrate von 7,8 kHz mit einer Bandbreite von 3,9 kHz und einer Sprungantwort von 384 µs.

Zusätzliche digitale Filterung

Es kommt häufig vor, dass die Datenraten der ADCs in dieser Anwendung weit höher sind als die benötigte Systembandbreite. Somit besteht die Möglichkeit, zusätzliche digitale Filtermaßnahmen anzuwenden, um – auf Kosten der Ausgangs-Datenrate – das ADC-Rauschen zu verringern und dadurch die rauschfreie Auflösung anzuheben.

Ein einfaches Durchschnittswertfilter wirkt als Tiefpassfilter, welches das In-Band-Rauschen um 3 dB absenkt und dadurch die Messauflösung für jeweils zwei aufeinanderfolgende Signalproben, aus denen der Mittelwert gebildet wird, um ein halbes Bit erhöht (Gleichung 4). Darin gibt M die Zahl der gemittelten aufeinanderfolgenden Bit an, während es sich bei W um die Zunahme der Signalauflösung am Ausgang handelt.

• W = ½ log₂ (M)    (4)

Gemäß Bild 5 ergibt eine Verstärkung von 40 dB eine rauschfreie Ausgangsauflösung von 13,84 Bit. Schickt man die Daten am Ausgang des ADC durch ein Moving-Average-Filter mit M = 32, dann müsste sich die rauschfreie Ausgangsauflösung gemäß Gleichung 5 und Bild 6 um 2,5 Bit erhöhen.

• W = ½ log₂ (32) = 2,5 Bit    (5)

Die rauschfreie Ausgangsauflösung hat sich dadurch von 13,84 auf 16,34 Bit erhöht, wobei jedoch die Datenrate am Ausgang von 7,8 kHz auf 244 Hz zurückgegangen ist.

Analoge Ausgangsstufe

Ist das Sensorsignal einmal erfasst und verarbeitet, folgt als nächster Schritt die Erzeugung eines linearen analogen Ausgangssignals, das den Messwert des Sensors von null bis zum Vollausschlagswert wiedergibt. Das lineare Sensor-Ausgangssignal wird anschließend je nach den Anforderungen an den Messwertgeber über eine zweiadrige Stromschleife oder über drei Adern als Spannungssignal übertragen. Der gängigste Ausgangsbereich eines zweiadrigen Messwertgebers liegt im Bereich 4 bis 20 mA, aber gelegentlich kommen auch andere Ausgangsbereiche zum Einsatz. Der am meisten verbreitete dreiadrige Spannungsausgangsbereich reicht von 0 bis 10 V. Ebenso lassen sich jedoch auch andere Ausgangsbereiche wie etwa ±10 V, 0 bis 5 V und ±5 V implementieren.

Die zwei wichtigsten Abschnitte der analogen Ausgangsstufe sind ein D/A-Wandler (DAC) und eine Operationsverstärker-Schaltung. Letztere ist so konfiguriert, dass sie am Ausgang den gewünschten Strom- oder Spannungsbereich erzeugt. Die Performance der analogen Ausgangsstufe muss in Bezug auf die Auflösung, den Offset, den Verstärkungsfehler, den Linearitätsfehler und das Rauschen genau auf die Eigenschaften der Sensor-Erfassungsschaltungen abgestimmt werden.

Überlegungen zum DAC

Da der DAC in der Regel über die Performance der analogen Ausgangsstufe entscheidet, sollten Entwickler den DAC mit Sorgfalt auswählen. Viele Messwertgeber sind mit 16-Bit-DACs ausgestattet. Systeme mit geringeren Genauigkeitsanforderungen kommen jedoch auch mit 12-Bit-DACs aus. Ähnlich wie bei der Eingangsstufe und dem ADC, besteht auch die Möglichkeit, den DC-Offset sowie die Verstärkungs- und Driftfehler des DAC durch Kalibrierung zu eliminieren.

Integrale Nichtlinearitätsfehler (INL) lassen sich durch herkömmliche Verstärkungs- und Offsetkalibrierung beseitigen, so dass die Genauigkeit erst nach der Kalibrierung festgelegt ist. Entwickler müssen somit darauf achten, dass die INL-Spezifikation des DAC deutlich besser ist als die angestrebte finale Genauigkeit des Gesamtsystems. Um die Monotonie des Ausgangs zu gewährleisten, ist nahezu immer eine differenzielle Nichtlinearität (DNL) von unter 1 LSB gefordert.

OPV-Schaltung für einen zweiadrigen 4-bis-20-mA-Ausgang

Bild 7 zeigt eine Operationsverstärker-Schaltung für einen standardmäßigen zweiadrigen 4-bis-20-mA-Messwertgeber. Um die Auswirkungen auf das begrenzte Speisestrom-Budget der Stromschleife von 4 mA in Grenzen zu halten, benötigt die Schaltung einen Operationsverstärker mit sehr geringer Ruhestromaufnahme. Daher setzen Entwickler normalerweise einen linearen Spannungsregler ein, der die Schleifen-Speisespannung von +24 V so weit absenkt, dass Low-Voltage-Operationsverstärker zum Einsatz kommen können.

Der Gleichtaktbereich des Operationsverstärker-Eingangs muss die negative Versorgungsspannung einschließen. Um den verfügbaren Ausgangsspannungs-Hub so groß wie möglich zu machen, sollte dieser beide Versorgungsspannungen einschließen. Der benötigte Ausgangsstrom ist dagegen gering, da der Operationsverstärker nur den Basis-Treiberstrom für den BJT (Bipolar Junction Transistor, Bipolar-Transistor) liefern muss. Der Großteil des Schleifenstroms von 4 bis 20 mA fließt hingegen über die Kollektor-Emitter-Strecke des BJT.

Bild 7: Stromschleifen-gespeister 4-bis-20-mA-Messwertgeber. Texas Instruments

Die Kenndaten des Operationsverstärkers sollten Entwickler entsprechend den Eigenschaften des DAC und der übrigen Signalkette wählen. Geringe Werte bei der Eingangsoffsetspannung und der Drift des Operationsverstärkers sind hier besonders vorteilhaft. Eine hohe Gleichtakt- und Netzstörunterdrückung verbessert dagegen die DC-Performance und die Störbeständigkeit des Designs. Üblicherweise kommen eTrim-, laserabgeglichene und Zero-Drift-CMOS-Operationsverstärker (Chopper/Auto-Zero) zum Einsatz, um die vorgegebenen Performance-Anforderungen zu erfüllen.

Wie der Übertragungsfunktion (Gleichung 6) zu entnehmen ist, legen R₁, R₂ und R₃ die Verstärkung der Schaltung fest. Daher sollten Entwickler hierfür unbedingt Präzisionswiderstände mit geringer Toleranz und niedrigen Temperaturkoeffizienten wählen. Durch ratiometrische Toleranz- und Driftanpassung der Widerstände verbessert sich die Performance der Schaltung über den Temperaturbereich gravierend.

• I_OUT = V_DAC / (R₁ · (1 + R₂/R₁))    (6)

Der Ausgang der Schaltung muss stabil auf Lasttransienten und Änderungen des Ausgangsstroms reagieren. Es kommt deshalb darauf an, auf der Basis des Q-Punkts in der V-I-Kennlinie den richtigen Emitterwiderstand (R_g) zu wählen. Ein korrekt dimensionierter R_g-Wert zahlt sich durch ein stabiles Feedback-Netzwerk aus.

Operationsverstärker-Schaltung für einen dreiadrigen Spannungsausgang

Bild 8 zeigt eine standardmäßige Operationsverstärker-Schaltung zum Bereitstellen eines dreiadrigen Spannungsausgangs. Um die erforderlichen Ausgangsspannungen zu erzeugen, sind für dreiadrige Schaltungen Hochvolt-Operationsverstärker erforderlich. 0-bis-10-V-Ausgänge mit einer Versorgungsspannung erfordern einen Eingangs-Gleichtaktbereich, der das Massepotenzial (GND) einschließt und zur Reduzierung der Null-Code-Fehler im System über eine Rail-to-Rail-Ausgangsstufe verfügt.

Die Widerstände R_F und R_G legen die Verstärkung fest. Entwickler sollten diese Widerstände nach den gleichen Kriterien auswählen, die sie auch bei den verstärkungsbestimmenden Widerständen der zweiadrigen Schaltung anwenden.

• V_OUT = V_IN (1 + R_F / R_G)    (7)

In einer Schaltung mit dreiadrigem Spannungsausgang steuert der Operationsverstärker direkt die Last des Systems an, die je nach der finalen Applikation stark variieren kann. Dementsprechend robust muss die Ausgangsstufe des Operationsverstärkers beschaffen sein, die mit Strömen von mehr als ±30 mA mit einem breiten Spektrum von Lastkapazitäten zurechtkommen muss. Nur wenige Verstärker sind in der Lage, große Lastkapazitäten direkt zu treiben. Zur Stabilisierung des Ausgangs ist deshalb das Kompensationsnetzwerk aus R_ISO, R_F, C_F und C_L erforderlich. Für eine korrekte Kompensation der Schaltung müssen die Leerlaufverstärkung (A_OL) und die Leerlauf-Ausgangsimpedanz (Z_O) des Operationsverstärkers bekannt sein. Darüber hinaus sollten Entwickler unbedingt die Kennlinien, die den Verlauf von A_OL und Z_O bei verschiedenen Betriebsbedingungen angeben, beachten, da das Design sonst instabil werden kann.

(av)