Um den Raum und das Gewicht des EV zu optimieren, muss ein OBC-Design eine hohe Leistungsdichte und einen maximalen Wirkungsgrad aufweisen. Der bidirektionale OBC besteht aus einem bidirektionalen AC/DC-Wandler, gefolgt von einem isolierten bidirektionalen DC/DC-Wandler. Der konventionelle LLC-Resonanzwandler wurde ursprünglich als Lösung zur Verbesserung des Wirkungsgrades des DC/DC-Wandlers vorgeschlagen. Aufgrund des unidirektionalen Designs war die Spannungsverstärkung des Umrichters im reversiblen Betrieb jedoch begrenzt, sodass die beabsichtigten Vorteile des Umrichters nicht realisierbar sind.

Bild 1: Das OBC-Design mit einem im Bereich 500 bis 840 V variablen Zwischenkreis basiert auf 1200-V-SiC-MOSFETs.

Bild 1: Das OBC-Design mit einem im Bereich 500 bis 840 V variablen Zwischenkreis basiert auf 1200-V-SiC-MOSFETs. Cree, Wolfspeed

Die neue Lösung verwendet einen bidirektionalen DC/DC-Wandler (BDC) mit einem neuen Schwingkreis vom Typ CLLC, der über eine Nullspannungsumschaltung (ZVS) für die Eingangsumkehr-Chopper und eine Nullstromumschaltung (ZCS) für die Ausgangsgleichrichterschalter verfügt, unabhängig von der Richtung des Leistungsflusses. Dieser Wandler verfügt über die optimale Soft-Switching-Funktion ZVS + ZCS und hat einen minimierten Schaltverlust, wenn alle Hauptschalter mit MOSFETs ausgeführt sind, sodass der Wandler völlig weich geschaltet wird und ohne Snubber zur Dämpfung auskommt.

Darüber hinaus weist das ECCE-Paper „Mode-Analyse und optimales Design eines bidirektionalen CLLC-Resonanzwandlers zur Hochfrequenzisolierung von DC-Verteilsystemen“ auf die geringe Genauigkeit der traditionellen fundamentalen harmonischen Approximation (FHA) bei der Vorhersage der Verstärkungseigenschaften und des Resonanzverhaltens des isolierten bidirektionalen CLLC-Resonanzwandlers hin, was zu großen Hindernissen bei der optimalen Gestaltung der Parameter des Schwingkreises führt.

Betriebsartenanalyse

Angesichts dieser Nachteile von FHA für CLLC-Wandler schlagen die Autoren eine neuartige Betriebsartenanalyse für CLLC-Resonanzwandler vor. Im Vergleich zu herkömmlichen FHA erklärt die Betriebsartenanalyse nicht nur das Auftauchen der verschiedenen Betriebsarten, sondern liefert auch die genaue Beschreibung der Verstärkungseigenschaften und des resonanten Verhaltens. Basierend auf der Betriebsartenanalyse und der typischen Anwendung in DC-Verteilsystemen für CLLC-Resonanzwandler wird der Einfluss mehrerer Faktoren auf diese Wandler geklärt und eine optimale Entwurfsmethodik weiterentwickelt. Bei Anwendung dieses Entwicklungsverfahrens kann der Umrichter den Leitungsverlust minimieren, während die erforderliche Verstärkung eines festen Schaltfrequenzbereichs erhalten bleibt. Schließlich bestätigten die Ergebnisse des Experiments die Richtigkeit der Betriebsartenanalyse und die ausgezeichnete Leistung des CLLC-Resonanzwandlers, der durch die vorgeschlagene Entwurfsmethodik konstruiert wurde.

Infolgedessen wurde im hier beschriebenen EV-OBC ein bidirektionaler CLLC-Resonanzwandler für die DC-DC-Stufe gewählt, da er sowohl im Lade- als auch im Entlademodus einen hohen Wirkungsgrad und einen weiten Ausgangsspannungsbereich aufweist.

PFC-Boost-Wandler

Tabelle 1: Spezifikationen und Architektur des bidirektionalen 6,6-kW-OBC.

Tabelle 1: Spezifikationen und Architektur des bidirektionalen 6,6-kW-OBC Cree, Wolfspeed

Die beliebteste einphasige PFC-Topologie ist ein konventioneller PFC-Boost-Wandler. Leider sind die Leitungsverluste des Dioden-Brückengleichrichters nicht effizient und unterstützen auch nicht den bidirektionalen Betrieb.  Als nächstes wurde der brückenlose Totempole-PFC-Boost-Wandler in Betracht gezogen, um die Anzahl der Dioden zu reduzieren und den Wirkungsgrad zu erhöhen. Die Reverse Recovery der Body-Diode von Silizium-MOSFETs führte jedoch zu hohen Leistungsverlusten im kontinuierlich leitenden Modus (CCM), was sie für Hochleistungsanwendungen unpraktisch macht. Im Folgenden wurden lGBTs parallel zu SiC-Schottky-Dioden als Ersatz für Silizium-MOSFETs im CCM-Totempole-PFC und in CLLC-Konvertern in Betracht gezogen. Darüber hinaus wird die Zielsetzung eines leichteren OBC mit höherer Leistungsdichte negativ beeinflusst sowohl durch das Gewicht und die Größe der Magnetik und des Schwingkreises als auch durch die zusätzlichen antiparallelen SiC-Dioden.

Die günstige Reverse-Recovery-Leistung der Body-Diode von SiC-MOSFETs ermöglicht die verschachtelte CCM-Totempole-PFC als Frontend-Stufe eines 3,3-kW-OBC. Für eine hohe Leistungsdichte und eine einfache Steuerung wurde für dieses Design eine einphasige CCM-Totempole-PFC-Lösung mit nur einer Drossel gewählt. Der Wandler sorgt für einen bidirektionalen Betrieb, der sowohl die Aufladung von Netz-zu-Fahrzeug- (G2V) als auch von Fahrzeug-zu-Netz-Hilfsdiensten (V2G) ermöglicht. Er eignet sich aufgrund der Überlegenheiten in Bezug auf bidirektionalen Betrieb, geringeren Strom-Ripple, geringere EMI, geringere Leitungs- und Schaltverluste für eine effiziente G2V/V2G-Onboard-Ladung. Ein 3,3-kW-PFC-Wandler wird unter Verwendung von SiC-MOSFETs mit Fast-Recovery-Körperdioden zur Validierung der Betriebsarten und V2G entwickelt. Die Verwendung von SiC-MOSFETs ermöglicht den CCM-Betrieb des Totempole-PFC-Wandlers in Hochleistungsanwendungen. Der Wandler ist in der Lage, Netzwechselspannungen von 85 bis 265 V in eine geregelte Gleichspannung im Bereich von 300 bis 600 V umzuwandeln. Der maximale Wirkungsgrad des Umrichters erreicht bis zu 99,2 Prozent bei einem Leistungsfaktor von 0,99.

Wärmemanagement

Tabelle 2: Vor - und Nachteile Totempole-PFC + CLLC-Zwischenkreis: Hohe Effizienz, einfache Steuerung.

Tabelle 2: Totempole-PFC + CLLC-Zwischenkreis mit 380 bis 680 V: hohe Effizienz, einfache Steuerung. Wolfspeed, Cree

Tabelle 3: Totempole-PFC + CLLC-Zwischenkreis mit 380 bis 425 V: Hohe Leistungsdichte, geringe Kosten.

Tabelle 3: Totempole-PFC + CLLC-Zwischenkreis mit 380 bis 425 V: hohe Leistungsdichte, geringe Kosten. Cree, Wolfspeed

Für das Wärmemanagement werden MOSFETs im TO-247-Gehäuse in OBC-Anwendungen normalerweise auf der Leiterplatte umgebogen und dann auf einer flachen Kühl-Grundplatte montiert. Das Biegen der MOSFETs vergrößert jedoch die Leiterplattenfläche, was sich negativ auf die Gesamtleistungsdichte des Systems auswirkt.

Als alternative Methode wird die Verwendung eines Werkzeugkühlkörpers vorgeschlagen, der sowohl Halbleiter als auch Magnetik aufnimmt. Leistungshalbleiter sind auf der Außenseite des Kühlkörpers montiert, was eine vertikale MOSFET-Baugruppe ermöglicht und somit den Platzbedarf der Leiterplatte reduziert. Die Magnetik wird dann mit einer Wärmeleitpaste in den Schlitzen des Kühlkörpers vergossen. Der Wärmewiderstand vom Aluminiumkühlkörper bis zur Systemkühlgrundplatte ist gering. Als Beispiel wurde ein SiC-MOSFET-basierender bidirektionaler OBC mit 6,6 kW entwickelt. Die experimentellen Ergebnisse für den Umrichter im Lade- und Entlademodus zeigen sowohl einen hohen Wirkungsgrad als auch eine hohe Leistungsdichte.

Spezifikation und Architektur des OBC

Tabelle 1 fasst die wichtigsten Designspezifikationen des bidirektionalen 6,6-kW-Onboard-Ladegeräts zusammen. Bild 1 zeigt das Systemblockdiagramm des bidirektionalen OBC. Ein OBC-Design mit einem im Bereich von 500 bis 840 V variablen Zwischenkreis für 250 bis 450 V Batteriespannung basierend auf 1200-V-SiC-MOSFETs wurde demonstriert. Der Gesamtwirkungsgrad des OBC ist optimiert, jedoch sind die Kosten für die 1200-V-SiC-MOSFETs hoch. Die Verlustleistung von PFC-MOSFET und PFC-Drossel ist bei hoher Zwischenkreisspannung ebenfalls erhöht. Für das 840-V-Zwischenkreisdesign sind zwei in Reihe geschaltete E-Caps von 500 V oder 450 V erforderlich. Die Abmessungen der Zwischenkreiskondensatoren und der PFC-Drossel sind größer.

Der 450-V-Ecap, der in der Industrie üblicherweise verwendet wird, ist mit kleinerer Größe und niedrigen Kosten optimiert. Bei Verwendung von nicht in Reihe geschalteten 450-V-Ecaps ist die Zwischenkreisspannung auf 425 V begrenzt. Ein 385-V-Zwischenkreis ist die Mindestspannung, um eine ausreichende Leistung für einen Wechselstromeingang von bis zu 265 VAC aufrechtzuerhalten. In dieser Ausführung ist die Zwischenkreisspannung des OBC, wie in den Tabellen 2 und 3 dargestellt, von 385 bis 425 V variabel, um dem CLLC-Wandler einen kleineren erforderlichen Verstärkungsbereich und einen besseren Wirkungsgrad über den Batteriespannungsbereich von 250 bis 450 V zu ermöglichen als bei einem festen 400-V-Zwischenkreis im Ladebetrieb.

Um ein Gleichgewicht zwischen Leistungsdichte, Wirkungsgrad, thermischer Leistung und leitungsgeführter EM zu erreichen, wurden 67 kHz als Schaltfrequenz der Hochfrequenz-Halbbrücke Q1 und Q3 der Totempole-PFC gewählt. Mit dem Ziel einer hohen Leistungsdichte und Effizienz fiel die Wahl auf eine CLLC-Wandler-Resonanzfrequenz von 200 kHz, und auf 150 bis 300 kHz für den Frequenzbereich. Dies bedeutet einen Kompromiss zwischen Leistungsdichte, Wirkungsgrad und Wärmeleistung. Für eine geringe Last bei niedriger Ausgangsspannung wurden bei dieser Ausführung kombinierte PFM- und Phasenschieberegler eingesetzt.

Auswahl des Leistungs-MOSFETs

Eine schnelle Reverse-Recovery-Bodydiode war für den Wirkungsgrad und die Zuverlässigkeit sowohl des CCM-Totempole-PFC als auch des bidirektionalen CLLC-Resonanzwandlers erforderlich. Ein kleinerer Coss sorgte für hochfrequente, hart schaltende Operationen des Totempole-PFC und war auch entscheidend für das Erreichen der Nullspannungsumschaltung (ZVS) mit einem niedrigeren Magnetisierungsstrom und einer kürzeren Blankingzeit für den CLLC-Resonanzwandler. Mit reduziertem Magnetisierungsstrom ließ sich der Leitungs- und Abschaltverlust des MOSFETs minimieren. Das war wichtig für die Optimierung des Wirkungsgrades des CLLC-Wandlers, insbesondere bei hohen Frequenzen. Die maximale Zwischenkreisspannung betrug 425 V und die Batteriespannung 450 V. Unter Berücksichtigung der Anforderungen an die Zuverlässigkeit bei Spannungsreduzierung in der OBC-Anwendung fiel die Wahl auf einen 650-V-SiC-MOSFET.

Um 6,6 kW Ausgangsleistung zu liefern, kam der SiC-MOSFET C3M0060065D (650 V/60 mΩ) im TO-247 zum Einsatz: zwei MOSFETs parallel für die Hochfrequenz-Halbbrücke des CCM-Totempole-PFC und ein MOSFET für die Niederfrequenz-Halbbrücke des PFC und für sowohl die Zwischenkreisseite als auch die Batterieseite des CLLC-Resonanzwandlers.

Magnetik und Schlüsselparameter

Die PFC-Drossel wurde entwickelt, um die Stromwelligkeit des Totempole-PFC unter 40 Prozent zu halten. Die maximale Stromwelligkeit trat bei niedriger Netzspannung, hoher Batteriespannung und unter Volllast auf. Die minimal erforderliche Induktivität betrug 75 µH; sie wird nach der folgenden Gleichung berechnet:

Formel

Unter Berücksichtigung der Permeabilitätsverschlechterung mit DC-Bias fiel die Wahl auf 230 µH für die PFC-Drossel ohne DC-Bias. Um ein Gleichgewicht zwischen Kernverlust und DC-Bias-Fähigkeit zu erreichen, wurde die Drossel mit zwei Stapeln von KAM185-060A-Kernen hergestellt. Die Wicklung bestand aus 36 Windungen zweiadriger AWG-13-Magnetdrähte.

Der Haupttransformator des CLLC-Wandlers ist so konzipiert, dass er die Anforderungen der Ausgänge 450 V/14,67 A und 366 V/18 A erfüllt. Die maximale Flussdichte und der Kernverlust sind für 425-V-Zwischenkreis und einen Ausgang von 450 V/14,67 A ausgelegt und verifiziert. Die Wickeldrahtgröße wurde für maximale Strombedingungen mit einem Ausgang von 366 V/18 A entwickelt. Mit einem spulenlosen Design ließ sich die Fensterfläche des Kerns vollständig ausnutzen. Anschließend wurde ein PQ5040-Kern aus 3C97-Material für den 6,6-kW-CLLC-Konverter definiert. Um die Anforderungen an den Verstärkungsbereich für 250-V-/450-V-Batterien sowohl im Lade- als auch im Entlademodus zu erfüllen, fiel die Wahl auf ein Übersetzungsverhältnis von 15:14 und eine magnetisierende Induktivität von 60 µH, um die ZVS von CLLC-MOSFETs sicherzustellen.

Mit 67 kHz für den CCM-Totempole-PFC-Konverter und 150 bis 300 kHz für den CLLC-Resonanzkonverter wurden dank der geringen Verlustleistung des 650-V-SiC-MOSFET C3M sowie dem Vorteil der integrierten Kühlkörperlösung alle Designziele erreicht: hohe Leistungsdichte mit 54 W/in3, hoher Wirkungsgrad von mehr als 96,5 Prozent im Lade- und Entlademodus und ein bidirektionaler Betrieb von CCM-AC/DC-Wandler und CLLC-Resonanzwandler.