Von Anfang an bestand eine der größten Herausforderungen für Entwickler von Funksystemen, und damit auch Breitband-Emfpängern, darin, die Einschränkungen der Bandbreite zu meistern. Schon frühzeitig dachten die Vorväter der Funksysteme, Frequenzen über mehrere Hundert Kilohertz seien aufgrund der Detektor-Einschränkungen nicht praktikabel. Pioniere wie etwa Fessenden oder Marconi plagten sich mit dieser Situation, bis Armstrong und Levy die Überlagerung perfektionierten und die Möglichkeit eröffneten, höhere Frequenzen des Spektrums auf niedrigere Frequenzen zu wandeln, sodass Detektoren sie mit der damaligen Technologie entsprechend verarbeiten konnten. Während dies höhere Frequenzen durch den Überlagerungsprozess ermöglichte, blieb die Bandbreite noch immer relativ begrenzt.

Von bescheidenen Anfängen in den frühen 1990er Jahren bis heute hat sich die Fähigkeit der direkten Hochfrequenz (HF)-Abtastung von AD-Wandlern von einer Nyquist-Bandbreite von etwa 20 MHz auf über 5 GHz bei Produkten wie dem AD9213 erhöht. Durch die Markteinführung des AD9213 von Analog Devices und der großen Momentan-Bandbreite, die es unterstützt, haben sich neue Möglichkeiten eröffnet – nicht nur für messtechnische Empfänger, sondern auch für HF-Sampling-Funksysteme, signalerfassende Aufklärung (SIGINT) und Radar.

Typische GSPS-AD-Wandler stellen eine besondere Herausforderung an die gesamten Leistungsdaten, da sie mit mehreren parallel arbeitenden ADC-Cores aufgebaut sind, um eine höhere Abtastrate zu erreichen. Jeder Wandler benötigt ein präzises Timing, weil sonst bereits kleine Fehler zwischen einzelnen Wandlern zahlreiche spektrale Artefakte hervorrufen.

Darüber hinaus müssen AD-Wandler den analogen Eingangssignalen genau folgen und sie sorgfältig abtasten und digitalisieren, um lineare Verzerrungen zu verhindern. Die beiden Herausforderungen, Interleaving und Rohbandbreite, erschweren die Entwicklung von Breitband-ADCs, wenn eine hohe Qualität notwendig ist, beispielsweise in spektralen Anwendungen wie fortschrittliche Funk- und Messsysteme.

Bild 1: Blockschaltung des 10,25 GBit/s schnellen 12-bit-HF-A/D-Wandlers AD9213. Analog Devices

On-Chip-Dithering und -Kalibrierung erhöht Leistungsfähigkeit von Breitband-Empfängern

Der AD9213 ist aufgrund seiner hohen Linearität unter allen Signalbedingungen den Herausforderungen gewachsen. Erreicht wird dies durch die Implementierung von On-Chip-Dithering und -Kalibrierung, was den Betrieb mit höheren Frequenzen ermöglicht und die Leistungsfähigkeit erhöht. Bei einem CW-Eingang mit 4 GHz beträgt die spektrale Rauschdichte (NSD) etwa -152 dBFS/Hz und der störungsfreie Dynamikbereich (SFDR) ist typischerweise besser als 65 dBc, einschließlich zweiter und dritter Harmonischer. Dies ermöglicht echte 5G-Empfänger-Leistungsdaten auf Messtechnikniveau.

Bild 2: Single-Tone-Leistungsdaten. Analog Devices

Zusätzlich zu den guten HF-Eigenschaften folgt das Verhalten von Harmonischen niedriger Ordnung dicht dem, was man von einem linearen Bauteil erwartet. Das heißt, Harmonische verhalten sich so, wie durch ein einfaches Polynom vorausgesagt, was atypisch für einen AD-Wandler ist. Dies ist wichtig, da es für hohe Leistungsfähigkeit in Umgebungen mit großen und kleinen Signalen sorgt.

Wie in den Power-Sweep-Daten in Bild 3 gezeigt, folgen die zweiten und dritten Harmonischen entsprechend ihres Eingangspegels dem vorhergesagten Verlauf und sobald das Grundrauschen der Messung erreicht ist, gibt es keine zusätzlichen Wiederholungen bei niedrigeren Eingangspegeln. Dies ist wichtig, weil es bei der Wahl eines Frequenzplans die Platzierung dieser dominanten Störungen außerhalb des Frequenzbands erlaubt. Störprodukte vierter Ordnung und höher sind nicht von Bedeutung. Bei der Überlagerung von Funksignalen sind Störungen von Funkmischern sorgfältig zu planen, um Interferenzen zu vermeiden. Das gleiche gilt für direkte HF-Abtastung.

Welche Entwcklungen bei den Breitband-Empfängern in den vergangenen Jahren stattfand, lesen Sie auf Seite 2.

Bild 3: Kenndaten des AD9213 bei zweiten und dritten Harmonischen. Analog Devices

Direkte HF-Abtastung bei Breitband-Empfängern

HF-Abtastung ist eine interessante Alternative zu anderen Funkarchitekturen. Traditionell mussten Wandler eine sehr hohe Leistung bieten, damit für Funkdesigns geeignete Leistungsdaten erreicht werden konnten. Frühere Studien haben gezeigt, dass in preiswerten Lösungen mit geringer Leistungsaufnahme vermehrt Zero-ZF-Funkarchitekturen Verwendung finden.

Bild 4: Leistung gegenüber der relativen Bandbreite nach Architektur für vier Empfängerpfade. Analog Devices

Deutlich wird dies dadurch, dass alle Mobiltelefone sowie Bluetooth- und ähnliche Geräte in den letzten Jahren aus gutem Grund auf diese Architektur migriert sind. Da sie Systeme mit begrenzter Bandbreite sind, jedoch nicht notwendigerweise mit eingeschränkter Leistung.

Für Systeme, die eine beliebige schmale Bandbreite benötigen, ist die Zero-ZF-Architektur fast immer die richtige Lösung. Für Anwendungen mit beliebig großer Bandbreite, beispielsweise Messtechnik-, Radar- und Breitbandkommunikationssystemen, war HF-Abtastung lange das Ziel. In diesen Anwendungen, davon geht man aus, lässt sich ein Teil der Kosten sowie Leistungseffizienz anderer Architekturen für eine größere Systembandbreite eintauschen.

Bei der Entscheidung für eine HF-Sampling-Architektur müssen Entwickler daher darauf achten, dass diese die größtmögliche Bandbreite abdeckt und somit die gesamte Funk-Leistungsfähigkeit sicherstellt. Aktuelle HF-AD-Wandler sind so entwickelt, dass sie ultrahohe Abtastraten über 10 GSample/s und Abtastbandbreiten von über 8 GHz erreichen und direktes HF-Sampling für viele Anwendungen ermöglichen.

Vielen Funk-Services sind weniger als 75 MHz pro Band zugeteilt. Mit einem 10 GSample/s schnellen AD-Wandler liegt die Ausnutzung des Spektrums unter zwei Prozent der Nyquist-Bandbreite. In verschiedenen Studien wurde für die Leistungseffizienz beim direkten HF-Sampling etwa die Hälfte des Wertes der Zero-ZF-Architektur ermittelt. Zur Verbesserung der Gesamteffizienz von Funkanwendungen bietet HF-Abtastung die Möglichkeit, gleichzeitig mehr als ein Band abzutasten.

Bedeutung von Verlustleistung und Siliziumfläche steigt

Bild 4 zeigt, dass bei geringeren Anforderungen an die Bandbreite herkömmliche Architekturen wie ZF-Sampling und Zero-ZF wesentlich weniger Leistung aufnehmen als direktes HF-Sampling. Nur wenn man sich einer Bandbreite von etwa der doppelten Bandbreite für Zero-ZF oder ZF-Sampling nähert, ist direktes HF-Sampling sinnvoll. Verglichen mit einer Zero-ZF- oder ZF-Sampling-Lösung, ist eine direkte HF-Sampling-Architektur für Systeme mit eingeschränkter Bandbreite, die doppelte Leistung oder mehr gegenüber anderen Lösungen aufnimmt, auch etwa doppelt so teuer.

Bild 5: Traditioneller NSD-Verlauf von schnellen Wandlern. Analog Devices

In den letzten drei Jahrzehnten konnten die Hersteller die spektrale Rauschdichte (NSD) um etwa 1 dB pro Jahr verbessern. Dieser Wert gilt für kommerziell verfügbare Bausteine und ist etwas höher bei theoretischen Arbeiten. Während dieser Zeit lag der Schwerpunkt auf den dynamischen Leistungsdaten, einschließlich Bandbreite und SNR/Harmonische.

Seit einigen Jahren jedoch ist die Leistungsfähigkeit von Wandlern an dem Punkt angekommen, an dem sie für die meisten Anwendungen ausreichend sind. Der Schwerpunkt verlagert sich jetzt zunehmend von den dynamischen Leistungsdaten hin zu den Kriterien Verlustleistung und Siliziumfläche (Kosten).

Bild 6 zeigt die Abtastrate auf der horizontalen und die Figure of Merit (FOM) auf der vertikalen Achse. Im Laufe der Zeit entwickelten Unternehmen schnellere Wandler. Bauteile, die zu einem bestimmten Zeitpunkt in die Nähe des technisch Möglichen fallen, tendieren dazu, hinsichtlich Abtastrate an vorderster Stelle zu stehen und haben traditionell eine höhere Leistung und eine niedrigere Figure of Merit (FOM).

Wandler-Verlustleistung weiterhin abnehmend

Bild 6: Figure of Merit (FOM) gegenüber der Abtastrate. Analog Devices

Sobald die Technologiegrenze eine bestimmte Abtastrate überschritten hat, zeigen neuere Bauteile bei dieser Rate eine verbesserte FOM, mit geringerer Leistungsaufnahme, kleineren Die-Abmessungen und reduzierten Kosten. Das wiederum führt zu neuen Möglichkeiten in der Architektur.

Dieser Trend schafft einen interessanten Wandel. HF-Leistung im Frontend wird dominiert durch Physik, was bedeutet, dass Leistung vom Antennenanschluss zum ADC-Eingang gelangt. Somit ist sie nicht elastisch, wie es das Moore’sche Gesetz für digitale Funktionalität angibt. Während die Verlustleistung des Wandlers im Verlauf der nächsten Generationen weiterhin abnimmt, werden folglich die Verstärker zum dominanten Leistungsbeiträger und ihre Verlustleistung wird ungefähr gleichbleiben. Heute hingegen leistet der ADC einschließlich Schnittstelle einen wesentlich geringeren Beitrag zur Verlustleistung mit rückläufiger Tendenz.

Verschiedene Filterkonzepte finden Sie auf der nachfolgenden Seite.

Filterkonzepte bei Breitband-Empfängern

Bezüglich Filterung sind zwei Konzepte möglich. Beim ersten Konzept könnte der breitest mögliche Filter Anwendung finden, um ein Aliasing zu verhindern. Normalerweise ist es möglich, einen breitbandigen Filter zu entwickeln, der bis zu 80 Prozent der Nyquist-Bandbreite bietet und erste oder zweite Nyquist-Zonen mit guten Leistungsdaten abdecken kann. In den meisten Fällen ist ein Durchlassband, welches wegen Aliasing die Nyquist-Zonen durchquert, wenig sinnvoll. Allerdings gibt es Fälle, wo dies in klar definierten Situationen angebracht ist.

Ein zweites Konzept der Filterung besteht darin, zwei oder mehr Durchlassbänder für den AD-Wandler bereitzustellen. Ein wesentlicher Vorteil von Gigasample-AD-Wandlern ist, dass die hohe Abtastrate eine sehr flexible Frequenzplanung und Platzierung der Analogsignale ermöglicht.

Bild 7: Over-the-Air-Messung (OTA) eines kompletten Funksystems. Analog Devices

Bei Multiband-Funksystemen lassen sich typische HF-SAW-Filter an einzelnen HF-Verstärkern konfigurieren, um jedes Band separat zu verarbeiten. Anschließend werden sie dann in AD-Wandler zum Abtasten summiert. Es ist möglich, dass jedes dieser Bänder in separate Nyquist-Zonen fallen könnte, falls sie auf der gleichen Frequenz nicht als die Alias-Frequenz auftreten.

Bei der Planung der Signalpegel sollten Entwickler mehrere Aspekte beachten. Eine der wichtigsten Regeln bei der Entwiclung mit AD-Wandlern besteht darin, ausreichend Verstärkung vor dem Wandler anzulegen, sodass ein Frontend-Rauschen das des Wandlers übersteigt. Während ADCs ständig weiterentwickelt werden, zeigt das Rauschen eines Wandlers kein Gauss’sches Verhalten und kann viele Probleme bei der Leistungsfähigkeit eines Systems bewirken.

Bild 7 zeigt ein Beispiel für eine OTA-Messung eines kompletten Funksystems. Da es sich um ein sehr breitbandiges Funksystem mit einer Bandbreite von über 2 GHz und minimaler Filterung handelt, sind viele Signale sichtbar. Die linke Hälfte des Spektrums zeigt Frequenzen bis etwa 900 MHz. Darüber hinaus sind minimale Frequenzen sichtbar, bis das Durchlassband der zwei SAW-Filter 2,1 GHz (UMTS Band 1) und 1,8 GHz (UMTS Band 3) abdeckt. Band 3 ist schattiert, wobei beide Bänder eine Erhöhung des Grundrauschens zeigen – wie durch das übermäßige Frontend-Rauschen angenommen, welches die Filter durchläuft.

Da diese Messungen in USA durchgeführt wurden, ist sehr wenig in Band 3 erkennbar. Band 1 jedoch erfasst einen Teil des Downlinks von Band 2. Darüber hinaus entfernt der Antialias-Filter alle verbleibenden Signale und das Grundrauschen ist ruhig.

Fazit

Produkte wie der AD9213 eröffnen die Möglichkeit zur Digitalisierung mit hoher Genauigkeit weit über 2 GHz hinaus und eignen sich somit für Anwendungen mit großer Momentan-Bandbreite. Dazu gehören beispielsweise Oszilloskope, Analysatoren und Breitband/Multiband-Funksysteme. Wandlerprodukte werden sich kontinuierlich weiterentwickeln und so heranreifen, dass sie die bisherigen Grenzen bei Leistungsfähigkeit und Effizienz überwinden und zu einem soliden Kandidaten für GHz-Breitbandysteme werden.

(prm)