Der Null-Watt-Standard

Bei der Entwicklung der ersten Energieverbrauchsrichtlinien orientierten sich die Zielwerte am seinerzeit technisch Machbaren. Die neuesten Entwicklungen in der Schaltungstechnik im Bereich der Stromversorgung ermöglichen jedoch bereits erheblich geringere Stand-by-Verbrauchswerte als die damals angeordneten Anforderungen. Die Manager vieler Markenunternehmen in der Konsumgüterbranche sind sich dessen sehr wohl bewusst und fordern daher die Entwicklung von Produkten mit einer Leistungsaufnahme weit unterhalb der national festgelegten Grenzwerte. So haben sich viele Originalhersteller von Fernsehgeräten und Monitoren auf einen Quasi-Standard von 100 mW als obere Stand-by-Verbrauchsgrenze geeinigt, was die Anforderungen aus den entsprechenden Industriestandards bei Weitem übertrifft.

Null Watt

Gemäß IEC 62301 wird die Ruhezustandsverlustleistung in Watt auf die zweite Nachkommastelle gerundet, wodurch Werte unterhalb von 5 mW (

Um diesen Standard zu erreichen, muss jeder Bereich des Netzteils individuell optimiert werden, um so viel Milliwatt wie möglich einzusparen. Die beiden Bereiche, die hier besondere Beachtung verdienen, sind die Leistungsaufnahmen im Klein- und im Nulllastzustand.

Ein Kleinlast- oder Stand-by-Zustand liegt vor, wenn die Stromversorgung noch anliegt und eine geregelte Leistung erbracht werden muss, um zum Beispiel den Empfänger einer Fernbedienung zu speisen. Der lastfreie Zustand gilt typischerweise für Adapter oder Ladegeräte, wenn die Last zwar getrennt ist, aber der Netzanschluss noch besteht. Diese beiden Bedingungen stellen den Entwickler von Stromversorgungsmodulen vor jeweils eigene Besonderheiten. In Bild 1 wird ein Sperrwandler-Schaltnetzteil eines Notebook-Adapters dargestellt, das auf minimale Leistungsaufnahme im Stand-by- und Scheinaus-Betrieb optimiert ist.

Dieses 65-W-Netzteil (DER-243) mit 3,42 A und 19 V bei einem Wirkungsgrad größer 0,86 kommt im lastfreien Zustand bei 230 V Wechselstrom immer noch mit einer Leistungsaufnahme von weniger als 90 mW aus. In diesem Design kommt das jüngste Mitglied der TOP Switch-Familie, das Steuer- und Treiber-IC TOP Switch-JX (U1) von Power Integrations (PI) zum Einsatz. Dieser Entwurf hatte die Entwicklung eines äußerst kompakten Notebook-Adapters mit hohem Wirkungsgrad, geringer Teilezahl und exzellentem Lastverhalten zum Ziel. Der Überspannungsschutz mit Haltefunktion und MOSFET-Leistungsabsenkung auf 80 % sorgt für größte Zuverlässigkeit. TOP Switch-JX-Bauteile sind auch ohne besondere Betriebsmodi zur Einhaltung festgelegter Lastgrenzwerte in der Lage, den Wirkungsgrad über sehr weite Lastbereiche hinweg quasi konstant zu halten. Die so optimierten Leistungsdaten entsprechen den bestehenden und auch kommenden Energieeffizienzvorschriften. Wenn es allerdings darum geht, eine Stand-by-Leistungsaufnahme von weniger als 100 mW für die gesamte Schaltung zu erreichen, muss jede Möglichkeit zum Stromsparen ausgereizt werden. Größte Einsparmöglichkeiten bieten die Leitungsüberwachungsschaltung und der eingangsseitige Filter, auch wenn es noch viele weitere Möglichkeiten zur Reduzierung gibt. Die hervorgehobenen Bereiche im Schaltbild zeigen an, wo bei diesem Design zur Minimierung der Leistungsaufnahme im Bereitschafts- und Ruhezustand Änderungen vorgenommen worden sind.

Über den Anschlusspin V an U1 werden die Kontrollfunktionen Überspannung (OV), Unterspannung (UV), direkter Steuerzugriff der Eingangsspannung auf die Ausgangsregelung mit Tastverhältnisbegrenzung (maximum duty cycle, DCMAX), Schutz vor Ausgangsüberspannung (OVP) und Remote-On/Off geregelt. Über die Widerstände R3 und R4 zur Erfassung der Netzspannung und Nullpunkterkennung wird U1 sowohl mit dem Leitungszustand versorgt als auch der erforderliche Mindestvorspannungsstrom von 25 µA bereitgestellt. Der Standardwert für diese Widerstände beträgt 4 MΩ. Bei einer Eingangswechselspannung von 230 V würde dies an den Widerständen allerdings zu einem Leistungsverlust von 30 mW führen. Beim DER-243 wurde der Widerstandswert von R3 und R4 von 4 MΩ auf 10,2 MΩ vergrößert, um den Leistungsverlust im Leerlaufbetrieb um ca. 16 mW zu reduzieren. Dazu musste R20 hinzugefügt werden, um für zusätzlichen Vorspannungsstrom zu sorgen und dieselben Grenzwerte für den Unterspannungsschutz einhalten zu können.

Die Widerstände R7, R8 und R9 senken mit steigender Netzspannung den Außenstromgrenzwert von U1. So kann das Netzteil die Ausgangsleistung bei 230 V Netzspannung auf unter 100 VA begrenzen und bei 115 V immer noch die Nennausgangsleistung erbringen. Darüber hinaus sorgt es auch bei wechselnden Netzspannungen für einen fast konstanten Überlastgrenzwert am Ausgang.

Die Klemmschaltung (VR2, C4, R5, R6, R11, R28, R29 und D2) begrenzt die durch Streuinduktivität verursachte Drain-Spannungsspitze auf einen Wert unterhalb der Drain-Source-Durchbruchspannung UBR (BVDSS) des internen TOP Switch-JX-MOSFET. Unter Kleinlast- oder Leerlaufbedingungen sind Streuinduktivität und Schaltfrequenz geringer. Bei einer normalen RCD-Klemmschaltung würde der Kondensator C4 bei jedem Zyklus entladen und wieder aufgeladen werden, was eine beträchtliche Energieverschwendung darstellen würde. Die RZCD-Anordnung löst dieses Problem dadurch, dass die Spannung am Kondensator nicht unter einen definierten Mindestwert (Nennspannung VR2) sinken kann und so der Verlust in der Begrenzungsschaltung im Kleinlast- oder Leerlaufzustand auf ein Minimum begrenzt wird.

Als ausgangsseitige Gleichrichter wurden Schottky-Gleichrichterdioden mit hoher Nennstromstärke und niedriger Vorwärtsspannung VF eingesetzt, um Diodenverluste und Wirkungsgrad zu optimieren. Das RC-Löschglied aus C12 und R15 dämpft Überschwingungen an den Dioden und reduziert hochfrequente leitungsgebundene oder eingestrahlte Störungen.

Um den Energieverlust der sekundärseitigen Rückkopplungsschaltung zu minimieren, wurde ein hochverstärkender Optokoppler eingesetzt und Q2 hinzugefügt, um eine Darlingtonschaltung mit U3B zu bilden. Dadurch konnte der Feedback-Strom auf der Sekundärseite auf ungefähr 1 mA abgesenkt werden.

Keine Leistungsverluste in der EMV-Eingangsstufe

Am Wechselstromeingang wird die Filterfunktion durch die Gleichtaktdrosseln L3 und L4 wahrgenommen. Der X-Kondensator C1 sorgt für die Filterung der symmetrischen Störanteile und über die Widerstände R1 und R2 kann sich C1 entladen. Diese Sicherheitsanforderung verhindert mögliche Stromstöße. Sicherheitsnormen (UL1950 und EN60950-1) verlangen, dass die Spannung sich bei Kapazitäten über 100 nF mit einer Zeitkonstante von unter 1 s entlädt.

Die Widerstände sind vom leistungstechnischen Standpunkt aus gesehen eher unerwünscht, weil an ihnen bei 230-V-Wechselstrom eine permanente Verlustleistung von 12 mW entsteht. Dem Design des DER-243 folgend, stellte PI den IC CAP Zero vor, der die Ursache für diesen Leistungsverlust eliminiert. Eine typische Anwendung des CAP Zero wird in Bild 2 dargestellt.

Jedes CAP Zero-Bauteil verfügt über einen integrierten Wechselstromdetektor und Antiparallel-MOSFETs in einem SO-8-Gehäuse. Bei anliegender Netzspannung bleibt CAP Zero im Aus-Zustand und trennt den Entladestrompfad, wodurch keine Leistung verloren gehen kann. Wenn keine Netzspannung mehr anliegt, schaltet sich CAP Zero ein und schleift die Widerstände ein, über die sich der Eingangsfilterkondensator dann entladen kann. Die CAP Zero-ICs sind über die AC-Versorgung eigengespeist und nehmen weniger als 21 µA Strom auf.

Bild 4 zeigt, wie viel Leistung durch einen mit R1 und R2 in Reihe geschalteten CAP Zero im Notebook-Referenzdesign (DER-243) gespart werden kann.

Die Testergebnisse bestätigen, dass durch CAP Zero sämtliche Verluste an den Entladewiderständen des X-Kondensators vermieden werden können. Dadurch, dass die Verluste an den Widerständen jetzt keine Rolle mehr spielen, ist die davon abhängige Größenbeschränkung des X-Kondensators auch hinfällig. Der Eingangsfilter kann jetzt durch den Einsatz größerer Kondensatoren und kleinerer Drosseln noch weiter optimiert werden, was wiederum erhebliche Einsparungen bei Größe und Kosten ermöglicht.

Erfassung der Netzspannung

In unserem Beispieldesign wurden die Widerstände zur Netzspannungserfassung (R3, R4, R7, R8, R9) möglichst groß gewählt, um die Verlustleistung so gering wie möglich zu halten. Die Widerstände ziehen allerdings immer noch viel Energie aus dem Netz, ganz gleich, ob der Schaltregler U1 sich im Betrieb befindet oder nicht. In Hochleistungsanwendungen können sich mehrere Pfade zwischen den Hochspannungsbahnen befinden. Das können zum Beispiel Feedforward- oder Feedback-Signalpfade bei Boost-Controllern zur Blindleistungskompensation oder Feedforward-Signalwege bei 2-Schalter-Durchflusswandlern, LLC-Resonanzwandlern sowie Halb- und Vollbrückenwandlern sein. Die Leistungsverluste in diesen Pfaden können durch das Bauteil SEN Zero vermieden werden (Bild 3). SEN Zero enthält wahlweise zwei oder drei 650-V-MOSFETs mit internem Gate-Treiber und Schutzschaltung. Die Ansteuerschaltung sorgt in Abhängigkeit der Spannung am VCC-Pin für die Gate-Steuerung der MOSFETs. In der typischen Anwendung sind die MOSFETs in Reihe geschaltet, wobei die Widerstandspfade vom DC-Hochspannungsversorgungsbus zu 0 V oder zum Controller führen. SEN Zero weist bei Raumtemperatur einen typischen Durchlasswiderstand von 500 Ω auf. Dieser Wert entspricht nur einem Bruchteil der sonst in solchen typischen Anwendungen eingesetzten hochohmigen Widerstände.

Wenn das System in den Stand-by-Zustand geht, fällt VCC ab und die Ansteuerung der MOSFETs unterbleibt. Die MOSFETs schalten dann auf hohe Impedanz und isolieren die Widerstandspfade vom DC-Hochspannungsversorgungsbus. Die Leistungsverluste werden dadurch auf weit unter 500 µW pro Kanal reduziert.

In Bild 5 wird die Verwendung des SEN Zero in einer Leistungsanwendung gezeigt. Die Schaltung stellt einen Aufwärtswandler/Hochsetzsteller in einer Leistungsfaktorkorrekturschaltung für Netzteile mit bis zu 1 kW dar, der mit dem Hiper PFS von PI arbeitet, einem hocheffizienten PFC-IC mit integriertem Controller/MOSFET. In Stand-by ist der Hiper PFS zwar abgeschaltet und es finden keine Schaltvorgänge statt, allerdings liegt an der DC-Ausgangsleitung noch die gleichgerichtete Netzspannung an. In der Schaltung gibt es zwei Strompfade von der DC-Ausgangsleitung: über R4, R19 und R5 und über R9, R11, R10, R12, R13 und R14. Jeder Pfad weist einen Gesamtwiderstand von ungefähr 4 MΩ auf. Mit dem Hiper PFS im Ruhezustand würde jeder Pfad im Stand-by auf bis zu 30 mW Verlustleistung kommen. Diese Leistungsaufnahme könnte auf weniger als 0,5 mW pro Pfad gesenkt werden, wenn dieser über das Bauteil SEN012 mit einem MOSFET in Reihe verschaltet werden würde. Beachten Sie den Baustein CAP Zero am Wechselstromeingang zur Beseitigung der Verlustleistung an den Widerständen R1 und R2.

Waschen im Stand-by

In Bild 6 wird gezeigt, wie extrem niedrige Leistungsaufnahme im Stand-by-Betrieb auch in einer Waschmaschine realisiert werden kann. Die Steuerungselektronik wird über ein Schaltnetzteil versorgt, das auf einem Link Zero-AX basiert, einem Sperrwandler-IC für die Stromversorgung mit bis zu 3 W Leistung im aktiven Betrieb. Im Stand-by-Betrieb verbraucht das Bauteil nur 3 mW, kann jedoch eine geregelte Stromversorgung mit bis zu 500 µA für Timer- oder IR-Empfänger-Schaltungen leisten.

Das System wird durch ein Abschaltsignal der Steuerschaltung in den Stand-by-Zustand versetzt. Das Link Zero-AX stellt den Schaltbetrieb ein und verbleibt in einem Ruhezustand. Ein CAP Zero am Netzeingang trennt die Entladewiderstände des X-Kondensators. Ein SEN Zero trennt die Widerstände zur Netzspannungs- und Nulldurchgangserkennung von der noch anliegenden Netzversorgung. Wenn das Link Zero-AX reaktiviert wird, nimmt es den Schaltbetrieb wieder auf und liefert die geregelte Versorgungsspannung VCC. Wenn die VCC-Spannung am SEN Zero anliegt, schaltet dieses die beiden internen MOSFETs. Diese geben die Netzspannungs- und Nulldurchgangssignale an die Steuerschaltung, der Mikrocontroller fährt hoch und übernimmt wieder die Kontrolle. Im Stand-by-Betrieb verbraucht das gesamte System weniger als 5 mW.

(jj)