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(Bild: Analog Devices)

Eckdaten

Die Autoren präsentieren in ihrem Artikel praktische Designbetrachtungen, um Start-up-Probleme aufgrund von zu hohen Einschaltströmen am Ausgang zu vermeiden.

Die Nachfrage nach einem geringen Ausgangsrauschen hat die Entwickler von Schaltkonvertern gezwungen eine große Ausgangsfilterung zu implementieren, wie den Einsatz mehrerer Kondensatoren am Ausgang. Mit einer erhöhten Kapazität an der Ausgangsspannung können zu hohe Einschaltströme beim Start-up zum Problem werden, das zur Sättigung der Spule oder zur Zerstörung des Leistungsschalters führt.

Der Leistungsschalter eines monolithischen Schaltreglers ist im Gegensatz zu einem Schalt-Controller in den Chip integriert. Dies ist wegen des kleineren Platzbedarfs auf der Leiterplatte und einem verbesserten Design der Gate-Treiber-Schaltung eine ideale Methode für Point-of-Load-Applikationen (POL) des Schaltwandlers. Das heißt, ein Schutz vor Überstrom wird notwendig, um eine Zerstörung von Schalter und Regler-Chip zu verhindern. Der monolithische Hochleistungs-Schaltregler ADP5070 (Bild 1) von Analog Devices (ADI) mit zwei Ausgängen ist ein Beispiel dafür.

Um eine Beschädigung während einer Überlast am Ausgang oder beim Einschalten zu verhindern, wenn hohe Ströme durch den internen Schalter fließen, setzen Hersteller auf den monolithischen Schaltreglern verschiedene Techniken zur Strombegrenzung ein. Trotz dieser Schutzfunktionen gegen Überströme kann der Schaltregler, besonders beim Hochfahren, nicht so arbeiten wie beabsichtigt. Beim Hiccup-Modus als Strom begrenzende Schutzfunktion kann der Schaltregler in den Hiccup-Modus übergehen, wenn der Ausgangskondensator beim anfänglichen Hochfahren immer noch vollständig geladen ist. Dies verzögert oder verhindert das Hochfahren. Der Ausgangskondensator kann übermäßige Einschaltströme ziehen, die zusätzlich zum Verbraucher dafür sorgen, dass der Spulenstrom übermäßig groß wird und den Schwellwert für die Strombegrenzung im Hiccup-Modus erreicht.

Drei allgemein eingesetzte Strombegrenzungsverfahren sind die konstante Strombegrenzung, die rücklaufende Strombegrenzung und die Strombegrenzung im Hiccup-Modus.

Konstante Strombegrenzung

Bei der konstanten Strombegrenzung wird der Ausgangsstrom bei Überlast auf einem bestimmten Wert (ILIMIT) gehalten. Als Folge fällt die Ausgangsspannung ab. Dieser Mechanismus ist implementiert mit einer Strombegrenzung von Zyklus zu Zyklus. Diese benutzt den Spitzenspulenstrom durch den Leistungsschalter als Information, um eine Überlast festzustellen.

Bei der Methode der konstanten Strombegrenzung wird der Ausgangsstrom auf ILIMIT gehalten, mit dem Resultat einer hohen Verlustleistung im Regler. Diese Verlustleistung lässt die Sperrschichttemperatur ansteigen, was die thermischen Grenzwerte übersteigen kann.

Rücklaufende Strombegrenzung

Die rücklaufende Strombegrenzung löst teilweise die Probleme der konstanten Strombegrenzung und hilft, den Transistor auch bei einer Überlast im sicheren Arbeitsbereich zu halten. Der Nachteil dieses Verfahrens ist, dass es sich nicht vollständig selbst erholt. Wegen der rücklaufenden Arbeitsweise und abhängig von der Art des Verbrauchers könnte der Betriebspunkt in die rücklaufende Region zum Kurzschluss-Betriebspunkt fallen, wenn der Schwellwert der Strombegrenzung erreicht oder überschritten wird. Dies würde ein ständiges Ein- und Ausschalten des Bauteils erfordern, um es dem Bauteil zu ermöglichen, in den Normalbetrieb zurückzukehren.

Strombegrenzung durch Schluckauf-Betrieb (Hiccup mode)

Beim Hiccup-Modus schaltet der Konverter eine Reihe von kurzen Pulsen, gefolgt von einer Ruhephase – deshalb der Name Schluckauf (hiccup). Bei Überlast geht der Konverter in den Hiccup-Betrieb über, in dem die Schlafzeit vom Schalter abhängt, der für eine vordefinierte Zeitspanne ausgeschaltet ist. Am Ende der Schlafzeit versucht der Konverter wieder aus dem Soft-Start hochzufahren. Ist die Ursache für den Überstrom beseitigt, setzt das Bauteil den Normalbetrieb fort – ansonsten geht es wieder in den Hiccup-Betrieb über.

Die Methode der Strombegrenzung durch den Hiccup-Betrieb überwindet die Nachteile der beiden anderen Strombegrenzungsverfahren. Zum einen löst er das thermische Problem mit der Verlustleistung, da die Schlafzeit den durchschnittlichen Laststrom reduziert und der Konverter kann abkühlen. Zweitens erlaubt diese Methode eine sanfte automatische Erholung, wenn die Überlast wieder beseitigt ist.

Allerdings können einige Probleme auftreten, wenn der Detektor des Hiccup-Modus während des Hochfahrens aktiv ist. Ein zu hoher Einschaltstrom, zusätzlich zum Laststrom kann dazu führen, dass der Spulenstrom über den Schwellwert der Strombegrenzung ansteigt, was den Hiccup-Modus auslöst und den Konverter daran hindert hochzufahren. Beispielsweise ist dies der Fall, wenn der negative Ausgang des invertierenden Reglers ADP5071, der eine Ausgangsspannung von -15 V und 100 mA Ausgangsstrom bei einer Gesamtausgangskapazität von etwa 63 µF generiert, nicht hochfährt, nachdem eine 3,3-V-Stromversorgung angelegt wurde. Der negative Spannungspegel liegt unter dem Hiccup-Modus, wie in Bild 4 dargestellt, der vom großen Einschaltstrom am Ausgang ausgelöst wird. Der Spitzenspulenstrom steigt auf ungefähr 1,5 A und übersteigt damit den typischen Schwellwert der Strombegrenzung von zirka 1,32 A.

Auch wenn es einen exzessiven Eingangsstrom wegen einer großen Ausgangskapazität gibt, kann der Konverter unerwartet längere Zeitspannen zum Hochfahren benötigen, wie es Bild 5 zeigt.

Thema der nächsten Seite ist der durchschnittliche Spulenstrom

In nicht isolierten Schaltreglern definiert die Lage der Spule die Konverter-Topologie. Mit einer gemeinsamen Referenzmasse zwischen Ein- und Ausgang gibt es drei mögliche Positionen der Spule: am Eingang, am Ausgang oder an den Massepegeln.

Dazu bezieht man sich auf die drei Grundschalttopologien in Bild 6. Liegt die Spule an der Ausgangsseite, ist die Topologie abwärts wandelnd. Liegt sie am Eingangspegel, ist die Topologie aufwärts wandelnd, und wenn die Spule nach dem Massepotenzial liegt, ist die Topologie invertierend auf-/abwärts wandelnd.

Im stabilen Zustand muss der durchschnittliche Strom am Ausgangsspannungspegel (IOUTRAIL) gleich dem Ausgangsstrom sein, da der Durchschnittsstrom am Kondensator gleich Null ist. Für die abwärts wandelnde Topologie ist IL-AVE = IOUT, für die auf-/abwärts wandelnden und invertierenden Topologien jedoch ID-AVE = IOUT.

Für die aufwärts wandelnden und invertierenden ab-/aufwärts wandelnden Topologien fließt nur während der Ausschaltzeit Strom durch die Diode. Deshalb gilt ID-AVE = IL-AVE, während der Schalter abgeschaltet ist. Bild 7 bezieht sich auf die Ableitung des durchschnittlichen Spulenstroms abhängig vom Ausgangsstrom. Der rechteckige Bereich in Grün während der Ausschaltzeit ist der durchschnittliche Diodenstrom ID-AVE mit einer Höhe bis zu gleich IL-AVE und einer Spanne gleich TOFF. Dieser Strom fließt zum Ausgang und kann deswegen in einen rechteckigen Bereich, gemittelt mit einer Spanne von T und einer Höhe von IOUT, umgesetzt werden.

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Tabelle 1 zeigt eine Zusammenfassung des durchschnittlichen Spulenstroms IL-AVE und des Schaltarbeitstakts D. Basierend auf diesen Gleichungen geht der Spulenstrom an sein Maximum, wenn die Eingangsspannung an ihrem Minimum liegt, was einen maximalen Arbeitstakt ergibt, wenn der Ausgangsstrom an seinem Maximum liegt.

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Tabelle 1 Analog Devices

Spitzenspulenstrom

Bild 8 zeigt die Spulenspannung und den Stromverlauf eines ab-/aufwärts wandelnden Inverters im stabilen Zustand und in der Betriebsart mit kontinuierlichem Strom. Wie bei den anderen Schalttopologien kann die Größe der Welligkeit des Spulenstroms (ΔIL) von der idealen Spulengleichung 2 abgeleitet werden.

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In Anwendungen von Schaltreglern, in denen der Spulenstrom dreieckig verläuft und sich mit konstanter Rate ändert und deshalb eine konstante Spannung (ΔIL/Δt) induziert, kann er in der Spulengleichung genutzt werden sowie in Gleichung 3. Die Welligkeit des Spulenstroms wird von den an die Spule und Induktanz angelegten Spannungssekunden bestimmt.

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Die Einschaltdauer des Schalters kann einfach in Bezug zum Arbeitstakt und zur Schaltfrequenz gesetzt werden, wie in Gleichung 4 gezeigt. Es ist deswegen komfortabler, die Spannungssekunden-Produkte während der Einschaltdauer zu verwenden als während der Auszeit des Schalters in der nachfolgenden Formel.

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Tabelle 2 Analog Devices

Tabelle 2 zeigt die Zusammenfassung der Welligkeit des Spulenstroms in den drei unterschiedlichen Topologien. Der Produktterm Spannungssekunden tON basierend auf Gleichung 3 wird durch Gleichung 4 ersetzt und der Term VL-ON wird durch die entsprechend der Topologie an der Spule induzierte Spannung ersetzt.

Beim Spulenstrom im stabilen Zustand (Bild 8) lässt sich erkennen, dass der Spulendurchschnittsstrom in der geometrischen Mitte der Rampe oder der schwingenden Signalform am Punkt ΔIL/2 liegt. Deshalb ist der Spitzenspulenstrom die Summe des durchschnittlichen Spulenstroms und der Hälfte der Welligkeit des Spulenstroms, wie in Gleichung 5 dargestellt.

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Einschaltstrom am Kondensator

Der Ladestrom oder die Gleichung des Verschiebungsstroms des Kondensators ist durch Gleichung 6 definiert. Sie gibt an, dass Strom durch den Kondensator in Übereinstimmung mit der Änderungsrate der Spannung fließt, die an ihm anliegt.

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Der Ladestrom des Kondensators sollte in Betracht gezogen werden, wenn man die Werte des Ausgangskondensators für den Schaltregler auswählt. Beim Einschalten und einer Kondensatorspannung von null beginnt sich der Ausgangskondensator aufzuladen und zieht, abhängig von Gesamtkapazität und Änderungsrate der Kondensatorspannung, solange und so viel Strom, bis die Kondensatorspannung den stabilen Zustand erreicht.

Der Anstieg der Ausgangsspannung in Schaltkonvertern erfolgt mit einer kontrollierten Anstiegsflanke, sodass die Gleichung der Änderungsrate vereinfacht werden kann, wie Gleichung 7 zeigt. Die Änderung der Ausgangsspannung (ΔV) korrespondiert mit der Ausgangsspannung im stabilen Zustand und Δt korrespondiert mit der Zeitspanne, bis der Ausgang seinen Endwert während des Einschaltens erreicht. Allgemein wird dies als Soft-Start-Zeit bezeichnet.

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Bei zu großer Ausgangskapazität (COUT) oder zu kurzer Soft-Start-Zeit kann der vom Regler benötigte Strom ICAP zu groß sein, was zu Problemen im Betrieb des Reglers führt. Dieser große Stromimpuls wird als Einschaltstrom bezeichnet. Bild 9 zeigt den Einschaltstrom und die Ausgangsspannung während des Einschaltens eines invertierenden Ab-/Aufwärtswandlers mit einer Ausgangsspannung von 15 V, einem 10-µF-Ausgangskondensator und 4 ms Soft-Start-Zeit.

Thema der nächsten Seite ist der Spitzenspulenstrom beim Einschalten

In Bild 10 ist eine einfache Aufwärtswandler-Schaltung dargestellt. Ist der Transistorschalter bei geschlossenem Schalter eingeschaltet, fließt Strom nur durch die Spule und kein Strom durch die Ausgangsrail. Es ist die Entladephase von COUT in der der Entladestrom (ICAP) zum Ausgang fließt, aber keiner durch die rückwärts vorgespannte Diode. Ist der offene Schalter des Transistors aus, fließt der Strom ID durch die Diode.

Laut dem Kirchhoffschen Gesetz muss der Strom (ID), der durch die Ausgangsrail fließt, gleich der Summe der Ströme sein, die durch den Ausgangskondensator (ICAP) und den Verbraucher am Ausgang (IOUT) fließen. Dies ist durch Gleichung 8 beschrieben.

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Diese Gleichung wird während jeder Ladephase angelegt oder wenn die Spannung am Kondensator ansteigt. Deshalb ist sie auch während des Einschaltens eines Schaltreglers anwendbar, wenn der Anfangszustand des Ausgangskondensators entladen ist oder wenn die Ausgangsspannung noch nicht ihren stabilen Wert erreicht hat.

Der Spulenspitzenstrom kann mit Gleichung 5 definiert werden und enthält den Einfluss des Einschaltstroms aufgrund des Ausgangskondensators. Gleichung 8 wird in die IL-AVE-Gleichungen in Tabelle 1 eingesetzt und ersetzt IOUT durch IOUT + ICAP. Die Gleichungen für den Spitzenspulenstrom während des Einschaltens sind in Tabelle 3 zusammengefasst.

Für jede der drei Topologien ist der Spitzenspulenstrom proportional zu IOUT. In Bezug auf den Ausgangsstrom muss der Ausgangskondensator auf volle Lastbedingungen ausgelegt werden.

Die meisten Anwendungen erfordern einen Betrieb bei variabler Eingangsspannung. Bezüglich der Eingangsspannung gibt es einen Unterschied zwischen der abwärts wandelnden und den beiden anderen Topologien hinsichtlich der Größe der Spannung der DC- und AC-Anteile des Spulenstroms. Dies kann mit Bild 11 besser verständlich gemacht werden. Beim Abwärtswandler, wenn die Eingangsspannung ansteigt, steigt auch die Spannung der AC-Komponenten. Der durchschnittliche Strom ist gleich dem Ausgangsstrom, sodass die Spannung der DC-Anteile konstant bleibt. Deshalb ist der Spitzenspulenstrom am Maximum der Eingangsspannung am größten.

Für die Aufwärtswandler und invertierenden Ab-/Aufwärtswandler geht, wenn die Eingangsspannung ansteigt, die Spannung der AC-Anteile ebenfalls hoch. Jedoch sinken die Werte der DC-Komponenten. Dies ergibt sich durch den Einfluss des Durchschnittsstroms aufgrund des Arbeitstaktes, wie in Tabelle 1 zu erkennen. Die Spannung der DC-Komponente dominiert, deshalb ist der Spitzenspulenstrom bei minimaler Eingangsspannung an seinem maximalen Punkt. In Bezug auf die Eingangsspannung muss der Ausgangskondensator für Abwärtswandler auf die maximale Eingangsspannung und für Aufwärtswandler und invertierende Ab-/Aufwärtswandler auf die minimale Eingangsspannung ausgelegt werden.

Auf der nächsten Seite geht es um das Thema Filter am Ausgangskondensator

Wie dieser Artikel bereits gezeigt hat, generiert eine zu große Kapazität am Ausgang hohe Einschaltströme, die dazu führen können, dass eine Einschaltstromspitze den Schwellwert der Strombegrenzung beim Einschalten erreicht. Deshalb ist die richtige Auslegung der Kapazität notwendig, um die geringste Welligkeit der Ausgangsspannung zu erzielen und gleichzeitig eine gute Leistung des Einschaltverhaltens des Konverters beizubehalten.

Für Abwärtswandler ist das Verhältnis von COUT und der Spannungswelligkeit von Spitze zu Spitze durch Gleichung 9 definiert.

603_ADI_Gleichung_9_140652_Eq_09

Für Aufwärtswandler und invertierende Ab-/Aufwärtswandler ist dieses Verhältnis von COUT und der Spannungswelligkeit von Spitze zu Spitze durch Gleichung 10 definiert.

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Diese Gleichungen vernachlässigen die Auswirkungen von parasitären Elementen an den Kondensatoren und Spulen. Zusammen mit geeigneten Spezifikationen des Wandlers kann dies Entwicklern helfen, die am Ausgang nötigen Kondensatoren zu begrenzen. Eine gute Ausgewogenheit von Filterstufe und Einschaltstrom am Ausgang sind daher Schlüsseleigenschaften.

LC-Filter in der zweiten Stufe

In einigen Fällen treten Schalttransienten an der Ausgangsspannung auf, wie Bild 12 belegt. Wenn ihre Werte signifikant sind, wird dies zum Problem für den Verbraucher am Ausgang. Die Schaltspitzen werden primär durch Schaltübergänge des Stroms am Ausgangspegel hervorgerufen, der bei Aufwärtswandlern und invertierenden Ab-/Aufwärtswandlern der Diodenstrom ist. Sie können wegen der Streuinduktivität auf den Kupferleiterbahnen auf der Leiterplatte noch verstärkt werden. Da diese Spitzen wesentlich hochfrequenter sind als die Schaltfrequenz des Konverters, kann die Welligkeit von Spitze zu Spitze nicht durch den Ausgangskondensator-Filter reduziert werden – zusätzliche Filterung ist erforderlich.

Bild 12 zeigt das periodische Schaltverhalten der Spule in einem Aufwärtswandler, repräsentiert von der blauen Linie und der Welligkeit der Ausgangsspannung, repräsentiert durch die gelbe Linie. Innerhalb der Spannungswelligkeit können hochfrequente Transienten an den Schaltübergängen des Spulenstroms festgestellt werden.

Ein weiterer Artikel auf der Webseite analog.com liefert tiefere Einblicke darin, wie man die hochfrequenten Transienten mit LC-Filterung auf der zweiten Stufe reduziert: Designing Second Stage Output Filters for Switching Power Supplies von Kevin Tompsett.

Welligkeitsmessung

Die geeignete Messmethode ist ebenfalls wichtig zum Erhalten der Ausgangsspannungswelligkeit. Ungeeignete Messanordnungen können zu ungenauen und zu hohen Spannungswelligkeitsmessungen führen, was zu einer potenziellen Überdimensionierung des Ausgangskondensators führt. Es ist einfach, einen Fehler zu machen und eine zu hohe Kapazität an den Ausgang anzulegen, in der Hoffnung, die Spannungswelligkeit zu reduzieren, ohne sich der eingegangenen Kompromisse bewusst zu sein. Ein Applikationsbericht von Aldrick Limioco mit dem Titel Measuring Output Ripple and Switching Transients in Switching Regulators kann dabei helfen.

Soft-Start-Funktion

Sowohl bei Aufwärtswandlern als auch für invertierende Ab-/Aufwärtswandler wird ein größerer Einfluss durch die DC-Anteile des Spulenstroms diktiert. Bei kleiner Eingangsspannung verursacht der Anstieg des Arbeitstaktes eine große Steigerung im durchschnittlichen Spulenstrom, wie im Faktor (1-D) in den Gleichungen in Tabelle 3 zu entnehmen ist – dies ist auch in Bild 11 illustriert. Das bedeutet, dass der Einschaltstrom im Ausgangskondensator signifikant reduziert werden muss. Das wird durch Verlängern der Soft-Start-Zeit (tSS) in Gleichung 7 erreicht.

Die meisten Schaltregler besitzen eine Soft-Start-Funktion, die sich auf ihre Fähigkeit bezieht, den Entwicklern Möglichkeiten zu eröffnen, die Anstiegszeit der Ausgangsspannung während des Einschaltens einzustellen. Das Ändern des Wertes eines einzelnen Widerstands ist häufig eine bequeme Methode zum Einstellen der Soft-Start-Zeit. Bild 13 zeigt die Einschaltkurven eines Ab-/Aufwärtswandlers. Eine signifikante Senkung des Spitzenspulenstroms um 25 Prozent wird bei einer Änderung der Soft-Start-Zeit von 4 ms auf 16 ms registriert.

Erhöhen der Schaltfrequenz

Bild 14 illustriert den Einfluss auf den Spulenstrom bei einer Änderung der Schaltfrequenz (fSW). Angenommen der Arbeitstakt D und der Ausgangsstrom sind konstant, dann werden die AC-Anteile des Spulenstroms oder Δ IL/2 von der Änderung von fSW beeinflusst, während die Spannung der DC-Komponenten davon unbeeinflusst bleibt. Der Spitzenspulenstrom ist umgekehrt proportional und deshalb bei höheren Frequenzen kleiner.

Der ADP5070, ein monolithischer, Aufwärts- und invertierender Ab-/Aufwärtsregler in einem Chip

Der ADP5070 ist ein monolithischer, Aufwärts- und invertierender Ab-/Aufwärtsregler in einem Chip. Zum Schutz vor zu hohen Strömen ist er mit einer Strombegrenzung nach der Hiccup-Methode ausgestattet. Manche Anwender vergessen die Kompromisse zu beachten, die sie eingehen, wenn sie eine zu große Kapazität am Ausgang integrieren, besonders bei Betriebsbedingungen mit hohem Arbeitstakt oder bei minimaler Eingangsspannung. Üblicherweise hat dies zu Problemen beim Einschalten am invertierenden Eingang geführt, weil der invertierende Ab-/Aufwärtsregler mit einem niedrigeren Schwellwert zur Strombegrenzung entwickelt ist als der Aufwärtswandler.

Bild 15 kann als Hilfe für Applikationsingenieure dienen, um zu erkennen, wieviel Kapazität am Ausgang des ADP5070 erlaubt ist, um Start-up-Probleme zu vermeiden. Die maximale COUT ist in Abhängigkeit vom maximalen IOUT an unterschiedlichen Kombinationen von Ein- und Ausgangsspannungen dargestellt. Dazu wird der direkte Zusammenhang von Spitzenspulenstrom zum Ausgangsstrom inklusive Einschaltstrom aus den Gleichungen von Tabelle 3 verwendet. Dies hilft bei der Entwicklung von Grenzwerten der Ausgangskapazität, nachdem die optimale Spannungswelligkeit an VOUT gemäß den Gleichungen 9 und 10 berücksichtigt wurde.

Beide Graphen werden basierend auf der kürzesten tSS und dem Schwellwert der Strombegrenzung des Reglers berechnet. Externe Komponenten werden so gewählt, dass sie einen wesentlich höheren Strom verkraften als der Regler selbst. Anders ausgedrückt, die Werte in diesen Graphen steigen in ihrer Größe, wenn tSS verlängert wird.

Für Applikationen, die einen höheren Laststrom am Ausgang benötigen, sollte der ADP5071 verwendet werden. Der ADP5071 wurde mit einem höheren Schwellwert der Strombegrenzung entwickelt als der ADP5070, und zwar sowohl für Aufwärtswandler als auch für invertierende Ab-/Aufwärtswandler.

Vergleich berechneter und gemessener Werte

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Tabelle 3 Analog Devices

Bild 16 zeigt den Start-up-Verlauf der von der Spule indizierten Spannung und den Strom des invertierenden Reglers. Die Daten in Bild 17 zeigen den Verlauf des Spulenstroms sowohl mit den Gleichungen in Tabelle 3 berechnet als auch im Labor gemessen.

Diese Daten beweisen, dass der Einschaltstrom deutlich sinkt, wenn tSS verlängert und damit der Spitzenspulenstrom verringert wird. Bei 4 ms tSS kommt der invertierende Regler bereits an den Schwellwert der Strombegrenzung von 0,6 A heran und tendiert zu Start-up-Problemen. Abhilfe schafft das Verlängern von tSS auf 16 ms, um eine genügend große Marge für den Spitzenspulenstrom zu erzeugen.

Zusammenfassung

Dieser Artikel zeigt, dass die sorgfältige Auslegung des Ausgangsfilterkondensators wichtig für die Entwicklung von Schaltreglern ist. Eine gute Kenntnis der Faktoren, die den Spitzenspulenstrom beim Einschalten beeinflussen, helfen Start-up-Probleme zu vermeiden. Aufwärtswandler und invertierende Ab-/Aufwärtswandler sind anfälliger für diese Probleme, besonders die, die den Hiccup-Modus zur Strombegrenzung einsetzen.

Ein direkter Zusammenhang zwischen dem Spitzenspulenstrom und dem Einschaltstrom am Ausgang wurde nachgewiesen. Dies wird sich als nützlich erweisen, wenn man die Ausgangskondensatoren auswählt und dabei den Spitzenspulenstrom gegen den Schwellwert der Strombegrenzung verfolgt. Für die gleichen Ausgangsbedingungen kann der Einschaltstrom am Ausgang minimiert werden, indem die Soft-Start-Zeit verlängert oder die Schaltfrequenz des Reglers erhöht wird.

Dieser Artikel dient als Referenz, wenn man einen Schaltregler mit den monolithischen Schaltreglern ADP5070/ADP5071/ADP5073/ADP5074/ ADP5075 von Analog Devices entwickelt.

Fil Paulo S. Balat

fbalat
Applikationsingenieur für Power-Management- und Spannungswandler-Produkte, Analog Devices

Jefferson Eco

jeco
Applikations-Entwicklungsingenieur, Analog Devices

James Jasper Macasaet

jmacasaet
Systems-Applications-Development-Engineer, Analog Devices Philippines

(ah)

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