Nichtisolierte Offline-Wandler mit Hochvolt-Speicherdrosseln (400 VDC)

Die meisten AC-Offline-Wandler und Schaltwandler, die laut IEC-60950 mit gefährlichen Spannungen von über 60 V_DC arbeiten, besitzen aus Sicherheitsgründen eine galvanische Trennung. In vielen Anwendungen genügt aber eine nichtisolierte Schaltung: Wo Menschen mechanisch vor einem Kontakt mit gefährlichen Spannungen geschützt sind oder sowohl Eingangs- als auch Ausgangsspannung sich auf der Primärseite eines isolierten Wandlers befinden, sind Buck- und Buck-Boost-Wandler häufig effizienter, benötigen weniger Leiterplattenfläche und kosten in der Implementierung weniger als Sperrwandler.

Sperrwandler sind die kostengünstigste Option für isolierte Schaltungen. Sie können zwar auch nichtisoliert sein, brauchen aber sogar bei Leistungen unter 5 W einen Sperrwandler-Übertrager mit variablen Wicklungsverhältnissen, je nach Eingangs- und Ausgangsspannung, Ausgangsstrombereich und Schaltfrequenz. Würth Elektronik Eisos hat verschiedene Produktreihen mit gebrauchsfertigen Sperrwandler-Übertrager im Sortiment. Wenn eine Isolierung der Schaltung nicht notwendig ist, bieten sich Buck- und Buckboost-Wandler an, für die es eine wesentlich größere Auswahl an kostengünstigen Speicherdrosseln gibt.

Bild 1: Diese Wandler-Topologien eignen sich für typische Netzspannungen. a: Buck-Wandler, b: potenzialfreier Buck-Wandler und c: Buck-Boost-Wandler.Würth Eisos

Drei allgemeine Topologien

Bild 1 zeigt drei Topologien mit herkömmlichen Speicherdrosseln zur Energiespeicherung in Offline-Schaltungen bei universeller AC-Eingangsspannung (85…265 V_AC) oder europäischer Netzspannung (195…265 V_AC). Hierbei nähert sich die Spitzengleichspannung nach der Gleichrichtung einem Wert von 400 V_DC an. Anders als Filterdrosseln, sehen die Speicherdrosseln in diesen drei Schaltungen hohe Differenzspannungen: Diese liegen in der Größenordnung der Spitzeneingangsspannung oder sogar darüber. Würth Elektronik Eisos bietet drei Produktreihen an Speicherdrosseln mit insgesamt sechs Baugrößen in geschirmter und ungeschirmter Oberflächenmontage- wie auch Durchsteckmontagetechnologie an, die speziell für den sicheren Betrieb bei Differenzspannungen bis 400 V_DC ausgelegt sind.

Bild 1a zeigt einen Standard-Buck-Wandler mit einem Einweggleichrichter, der den Nullleiter der AC-Eingangsleitung als Bezugserde verwendet. Die Ausgangsspannung V_out und die Eingangsspannung verwenden, wie bei nichtisolierten Gleichspannungswandlern und niedrigen Spannungen üblich, dieselbe Bezugs­erde. Damit ist diese Schaltung ideal um die Betriebsspannungen für ICs zu erzeugen, die auf der Primärseite eines AC/DC-Wandlers massebezogen sind; dies gilt für analoge Schaltungen wie Netzteilsteuerungen und Gate-Treiber ebenso wie für Mikrocontroller und Interfaceschaltungen.

Allerdings ist bei diesem Buck-Wandler der Steuerschalter potenzialfrei („in the high side“). Die Fläche des Siliziumchips (und daher auch die Kosten) machen die Verwendung von N-Kanal-MOSFET-Schaltern unumgänglich, weswegen der Steuer-IC entweder Hochspannungssilizium verwenden oder eine Schaltung zur Potenzialverschiebung integrieren muss. Verschiedene Hersteller bekannter Power-Management-ICs bieten nun kombinierte Steuer- und HV-MOSFET-Chips an, die die Steuerung und Potenzialverschiebung erheblich vereinfachen und diese Topologie so in den Bereich des Möglichen rücken.

Steuerschalter mit Massebezug

Bild 1b zeigt eine alternative Buck-Wandlertopologie mit massebezogenem Steuerschalter. Diese Topologie ist aufgrund des leichteren Antriebs eines massebezogenen N-MOSFET-Schalters einfacher zu implementieren. Es eignen sich dieselben kombinierten Steuer- und HV-MOSFET-Geräte, von denen einige eine Eingangsspannung von 400 V_DC direkt bewältigen, während andere eine Niederspannungsversorgung für ihre Steuerbereiche benötigen, die sich normalerweise im Bereich zwischen 12 und 24 V_DC bewegt und mit einem diskreten Linearregler erzeugt wird.

Diese Topologie ist ein negativer Buck-Wandler. Er dient zur Abwärtsstellung einer negativen Eingangsspannung auf eine negative Spannung mit niedrigerem Absolutwert. Liegt hingegen eine positive Eingangsspannung an (Bild 1b), dann spricht man von einem potenzialfreien oder auf die Eingangsspannung bezogenen Buck-Wandler, weil die Ausgangsspannung bezogen auf Eingangsschiene gesteuert wird. Die beiden wesentlichen Anwendungen für diese Topologie sind Stromquellen für LED-Treiber und Spannungsregler für Systeme mit niedriger Leistungsaufnahme, bei denen keine andere Schaltung auf Primärseite einen Massebezug benötigt. Ein gutes Beispiel wäre ein kleines netzspannungsbetriebenes Kommunikationsgerät, bei dem der Mikrocontroller und eine isolierte Interfaceschaltung beide über die in Bild 1b als V_LED gekennzeichnete Leitung ihre Spannung erhalten.

Bild 1c zeigt einen Buck-Boost-Wandler, der eine negative Ausgangsspannung bezogen auf die negative Eingangsschiene entwickelt. Typische Anwendungen sind negative Spannungen für den Betrieb von Operationsverstärkern oder zur Steuerung von Triacs, um die Netzspannung bei Schaltungen auf der Primärseite ein- und auszuschalten. Besondere Aufmerksamkeit verlangen hier die zusätzliche Spannungsbeanspruchung in MOSFET, Ausgangsdiode und Spule in einer Größenordnung von V_in,PK + |V_O| sowie der unstetige hohe Effektivstrom am Ausgangskondensator, der dem am Ausgang in einem Sperrwandler ähnelt.

Kriech- und Luftstrecke ohne Isolation

Sicherheitsstandards wie IEC-60950 sind sehr klar in ihren Aussagen zu Luft- und Kriechstrecken zwischen isolierten Primär- und Sekundärschaltungen, zwischen dem Netzspannungs- und dem Neutralleiter und zwischen diesen Punkten und der Schutzerdung. In Bezug auf andere Spannungen sind die meisten Standards deutlich schwieriger zu interpretieren, beispielsweise bei den positiven und negativen Ausgängen eines Diodengleichrichters, die die Eingangsspannung von AC-Offline-Schaltungen bilden. Die Isolierungskategorie für Spannungsknoten in nichtisolierten Schaltungen ist die Funktionstrennung, sprich der Abstand zwischen den Knoten ist stets ausreichend groß, um eine ordnungsgemäße Funktion zu gewährleisten.

Bei Richtlinien im Leiterplattenlayout und zur Bewertung des physischen Aufbaus einer Speicherdrossel sind Einschwing-Spannungstests gängige Praxis. Beispielsweise wird bei IEC-60950-kompatiblen Geräten, die mit Spannungen bis 300 V_AC,eff arbeiten, mit 1500-V_DC-Impulsen getestet, wenn es sich um Klasse-1-Geräte mit Schutzerde handelt, oder mit 2500 V_DC bei Klasse-2-Geräten ohne Schutzerde. 300 V_AC,eff schließt die Mehrzahl der AC- und HV-DC-Anwendungen ein, die nichtisolierte Buck- und Buck-Boost-Wandler mit niedriger Leistungsaufnahme verwenden.

Durchschlagender Erfolg

Ein Durchschlag zwischen Leiterplatten lässt sich in den meisten Feuchtigkeits- und Verunreinigungsklassen vermeiden, wenn man eine Luftstrecke von 1 mm je 1600 V_DC einhält; so empfiehlt es die UL. Viele Netzteilkonstruktionen verwenden Klasse-2-Bewertungen der Kriech- und Luftstrecken aber auch dann, wenn sie aus sicherheitstechnischen Erwägungen eigentlich zur Klasse 1 gehören. Deswegen sollte man zur Durchschlagvermeidung bei Einschwingspannungstests mit 2500 V_DC mindestens 1,6 mm Abstand zwischen den Pads oder Anschlüssen der Spule einhalten.

Bei allen drei in Bild 1 gezeigten Topologien ist eine Seite der Spule mit einer festen Spannung verbunden, während man die andere Seite häufig als Schaltknoten bezeichnet, weil ihre Spannung sich zwischen null und V_in (beim Buck- oder beim potenzialfreien Buck-Wandler) beziehungsweise zwischen null und V_in + |V_O| beim Buck-Boost-Wandler hin und her schaltet. Wird ein Abstand von 1,6 mm vom Schaltknoten zu den anderen Knoten in der Schaltung eingehalten, so ist dies nicht nur zur Durchschlagsvermeidung bei Einschwingspannungstests praktisch, sondern es reduziert auch die kapazitive Kopplung und ist besonders nützlich zur Verringerung von Gleichtaktstörungen, sofern Leiterbahnen oder Lagen mit Erdung auf der Leiterplatte vorhanden sind.

Bild 2: Luftstrecken zwischen Pads oder Drähten bei den Baureihen WE-PD2 HV, WE-PD HV und WE-TI HV.Würth Eisos

Ausreichender Sicherheitsabstand

Bild 2 stellt das jeweils kleinste Mitglied der drei HV-Drosselbaureihen dar und zeigt, dass bei jedem dieser Bauteile mehr als ausreichend Luftstrecke zwischen den elektrischen Verbindungen vorhanden ist, um ein Durchschlagen bei 2500 V_DC zu verhindern. Die Magnetkerne der Drosseln (und Transformatoren) sind leitfähige Komponenten im Sinne von IEC-60950 und deswegen der Kategorie „Funktionstrennung“ zugeordnet.

Bild 3a: Durchschlag und Kurzschlüsse aufgrund von Über­spannung bei einer Standardspeicherdrossel.Würth Eisos

Es ist gängige Praxis, Speicherdrosseln derselben Baureihe für Durchsteck- und Oberflächenmontageanwendungen sowohl als Energiespeicherelemente in DC/DC-Niederspannungsanwendungen (unter 60 V_DC) als auch als Eingangs- und Ausgangsfilter in Offline-Anwendungen einzusetzen. Wichtig, aber häufig übersehen bei diesen Anwendungen ist die Nennspannung der Drosseln. Sie ist bei der großen Mehrheit aller Speicherdrosseln nicht einmal in den Datenblättern angegeben. Hersteller hochwertiger Komponenten können diese Angabe auf Anfrage bereitstellen, oder sie geben Informationen zur Stärke der aufgebrachten Lackschicht oder zu anderen Details des mechanischen Aufbaus an. Allerdings kostet die Berechnung der Spannung dann unnötig Zeit.

Bild 3b: Durchschlag und Kurzschlüsse aufgrund von Über­spannung bei einer Standardspeicherdrossel.Würth Eisos

Wenn bei der Konstruktion von Schaltungen die Zeit drängt, könnte man versucht sein, Standardspeicherdrosseln zu verwenden. Bild 3a bis 3c zeigt die unschönen Folgen: Durchbruch des Isolierlacks, Kurzschlüsse zwischen benachbarten Wicklungen – kurz: Ausfälle eines Bauteils, das normalerweise zu den robustesten eines Schaltwandlers gehört. Eine kurzgeschlossene Drossel – und zwar vor allem eine, bei der es während des Schaltzyklus’ zu einem Kurzschluss zwischen Netz- und Nullleiter kommt – stellt grundsätzlich ein Sicherheitsrisiko für Bediener und Wartungspersonal dar. Für Stromschläge, Verletzungen oder Schlimmeres kann der Hersteller des Endproduktes haften.

Bei Speicherdrosseln der Baureihen WE-PD HV, WE-PD2 HV und WE-TI HV garantiert Würth Elektronik Eisos gemäß internem Standard 1516 einen ordnungsgemäßen Betrieb bis 400 V_DC. Diese Garantie gilt auch noch nach drei Reflow-Vorgängen.

Bild 3c: Durchschlag und Kurzschlüsse aufgrund von Über­spannung bei einer Standardspeicherdrossel.Würth Eisos

Konstruktionsbeispiele für CCM

Ein Betrieb im CCM (Continuous Conduction Mode), in dem der Spulenstrom während des gesamten Schaltzyklus’ stets über Null bleibt, punktet durch niedrigere Effektivströme in der Drossel und allen anderen Bauteilen des Versorgungsstrangs. Damit sinken die Verlustleistung, die Betriebstemperaturen und die elektromagnetischen Störungen (EMI). Der wesentliche Nachteil ist die hohe benötigte Induktivität, die wiederum physisch größere Drosseln erfordert, die es als Katalogprodukte gar nicht gibt. Die folgenden Konstruktionsbeispiele erfüllen die folgenden Anforderungen und verwenden dazu den IC Viper16L von ST Microelectronics:

• V_in = 360…400 V
• V_out = 12,0 V, ∆V_O = 120 mV_P-P
• I_O,max = 200 mA, stetig
• f_SW = 60 kHz (Schaltfrequenz)
• P_out = 2,4 W

Bild 4: HV-Buck-Wandler im CCM mit L1 = 3,3 mH. Vin = 230 Veff, Vout = 12 V, IO = 150 mA. Kurve 1 (gelb) = Schaltknoten, Kurve 2 (blau) = Vout, Kurve M (rot) = ΔvL1 und Kurve 4 (grün) = IL1.Würth Eisos

Die Speicherinduktivität

Magnetische Bauteile bilden das Herz jedes Schaltwandlers und liefern in diesem Beispiel 2,4 W, mit denen ein Vollbrückenwandler mehrere Kilowatt Leistung bereitstellt. Um die erforderliche Induktivität im CCM auszuwählen, gibt man üblicherweise den die Spule durchfließenden Rippelstrom Δi_L als prozentualen Anteil des maximalen durchschnittlichen Spulenstroms I_L,max an. Wenn man Δi_L auf einen Wert von 20…40 % von I_L,max setzt, kommt man zu einem guten und bewährten Kompromiss. Es entsteht ein ausgewogenes Verhältnis zwischen der Größe (ein höherer Rippelstrom erfordert weniger Induktivität und folglich kleinere Drosseln) und Effizienz/Störungen (kleinere Rippelströme führen zu niedrigeren Effektivströmen und weniger EMI).

Bei Buck-Wandlern gilt I_L,max = I_O,max, wobei die potenzialfreie Variante genau die gleiche Konstruktionsgleichung wie der Standard-Buck-Wandler aufweist. Bei Buck-Boost-Wandlern ist der durchschnittliche Spulenstrom eine Funktion von Tastgrad und Ausgangsstrom. Die Gleichungen erster Ordnung für eine Welligkeit von 30 % sind im unten verknüpften PDF als Gl. 1 bis 4 enthalten.

Der nächsthöhere E12-Wert beträgt 3,3 mH und heißt L1. Wenn dieser Wert ausgewählt ist, lassen sich der tatsächliche Rippelstrom der Drossel und dann auch der Spitzenspulenstrom I_L,PK nach Gleichung 5 und 6 berechnen (unten verknüpftes PDF).

Wenn Induktivität, Durchschnitts- und Spitzenstrom berechnet sind, kann man die geeigneten Drosseln aus dem Katalog auswählen. In diesem Beispiel bietet sich das Modell 7687709332 aus der Baureihe WE-PD HV an: eine geschirmte Bauform mit 3,3 mH, die speziell für 400-V_DC-Anwendungen ausgelegt ist, mit einem Effektivnennstrom von 0,37 A sowie einem Spitzennennstrom von 0,52 A. Die Komponente eignet sich zur Oberflächenmontage und bietet sich vor allem für doppelseitige Leiterplatten an, auf denen bereits andere SMD-Schaltungen vorhanden sind. Bei kostengünstigeren Anwendungen werden zwar häufig einseitige Leiterplatten und eine reine Durchsteckmontage bevorzugt, doch wird der prinzipielle Nachteil des CCM-Betriebs in diesem Fall deutlich: Es sind schlicht keine HV-Durchsteckkomponenten für 3,3 mH erhältlich.

Bild 5: HV-Buck-Wandler an der CCM-DCM-Grenze mit L1 = 2,2 mH. Vin = 230 Veff, Vout = 12 V, IO = 57 mA. Die Kurve 1 (gelb) = Schaltknoten, Kurve 2 (blau) = Vout, Kurve M (rot) = ΔvL1 und Kuve 4 (grün) = IL1.Würth Eisos

Die CCM-DCM-Grenze

Die obigen Schaltungen können bei niedrigen Induktivitätswerten durchaus im CCM arbeiten. Die WE-TI HV-Baureihe 768772x umfasst hierfür eine 2,2-mH-Komponente (768772222), die für einen Durchschnitts- sowie Spitzenstromwert von 0,32 A ausgelegt ist und perfekt funktionieren wird – wenn auch mit höherem Peak-to-Peak-Rippelstrom. Der tatsächliche Grenzwert, nach dessen Überschreiten ein CCM-Betrieb nicht mehr möglich ist, ist erreicht, wenn der Peak-to-Peak-Rippelstrom exakt dem Doppelten des Spulenstroms entspricht (Bild 5). Schwierig ist hier das Erfassen von Nullstellen beim Spulenstrom aufgrund einer Kombination aus Schaltfrequenz-Jitter und Eingangsspannungsrippel, weil die Schaltung die DCM-CCM-Grenze bei jedem Zyklus erst unter- und dann wieder überschreitet.

Der Punkt, an dem der Spulenstrom am Ende jedes Schaltzyklus genau null erreicht, heißt häufig BCM (Boundary Conduction Mode). Er lässt sich mathematisch nach Formel 7 definieren (unten verknüpftes PDF). Diese Gleichungen zeigen die Induktivitätswerte, oberhalb derer die Wandler im CCM betrieben würden, wenn sie ihren maximalen Nennstrom unter Last liefern. Bei nichtsynchronen Wandlern wird dabei immer ein Schwellenwert beim Ausgangsstrom vorhanden sein, bei dessen Unterschreiten der Wandler unabhängig von der Größe der Induktivität vom CCM in den DCM wechselt. Am DCM ist dabei nichts Schlimmes, sondern ein Betrieb in diesem Modus im Volllastbereich ist bei nichtisolierten HV-Anwendungen sogar häufiger anzutreffen. Wurde bei CCM-Wandlern die tatsächliche Induktivität ausgewählt, dann kann die Gleichung 7 so umgeschrieben werden, dass sie den BCM-Grenzwert als Funktion des Laststroms darstellt. Bei einer exemplarisch gewählten 2,2-mH-Drossel würden sie dann wie in den Gleichung 8 lauten (unten verknüpftes PDF).

Bild 6: HV-Buck-Wandler im DCM mit L1 = 470 µH. Vin = 230 Veff, Vout = 12 V, IO = 150 mA. Kurve 1 (gelb) = Schaltknoten, Kurve 2 (blau) = Vout, Kurve M (rot) = ΔvL1 und Kurve 4 (grün) = IL1.Würth Eisos

Konstruktionsbeispiel für den DCM-Modus

Im DCM fällt der Strom in der Speicherdrossel zum Ende jedes Schaltzyklus hin auf null ab. Um im DCM arbeiten zu können, muss der Schaltwandler deswegen entweder eine Diode als ungesteuerten Schalter verwenden oder den synchronen MOSFET aktiv steuern, um einen Stromfluss in Gegenrichtung (also von Drain zu Source) zu vermeiden. Aus Kostengründen wird in solchen Szenarios in aller Regel eine Diode eingesetzt, während beim Betrieb mit Spannungen über 200 V_DC ein ultraschneller PN-Gleichrichter die bevorzugte Technologie darstellt. Als wesentlicher Vorteil des DCM muss die Induktivität niedriger sein, um zu gewährleisten, dass der Wandler auch bei höchster Last im DCM verbleibt. Eine niedrigere Induktivität erfordert einen kleineren Kern und gestattet folglich kleinere und preiswertere Drosseln. Ein zweiter Vorteil des DCM sind die niedrigeren Schaltverluste im Steuer-FET, da der Strom in der Drossel beim Einschalten immer null ist.

Nachfolgend sind Konstruktionsbeispiele für einen Buck-Wandler, einen potenzialfreien Buck-Wandler und einen Buck-Boost-Wandler im DCM beschrieben. Die Betriebsbedingungen entsprechen denen des obigen CCM-Beispiels. Gleichung 9, mit der sich die Grenze zwischen DCM- und CCM-Betrieb ermittelt lässt, dient nun zur Auswahl der Induktivität für den DCM. In der Theorie müsste jeder Wert unterhalb von L_max funktionieren; weil aber Induktivität und Spitzenstrom umgekehrt proportional zueinander sind, ist es in der Praxis am besten, den nächstniedrigeren Standardwert auszuwählen, um zu verhindern, dass der Spitzenstrom übermäßig hohe Werte einnimmt. Ein E12-Standardwert von 470 µH funktioniert in beiden Konstruktionen einwandfrei.

Um nun das passende Bauelement aus einem Katalog auswählen zu können, sind die Spitzenströme für die jeweilige Topologie zu berechnen. Spitzen- und Peak-to-Peak-Rippelstrom sind im DCM gleich, und zu seiner Berechnung muss zunächst der Tastgrad ermittelt werden. Wenn der tatsächliche Spulenwert ausgewählt ist, ist auch die bei jedem Schaltzyklus vom Eingang zum Ausgang übertragene Energiemenge bekannt, und der Tastgrad des Steuer-FET lässt sich für jede Topologie nach Gleichung 9 berechnen. Der nächste Schritt besteht in der Berechnung der Spitzenspulenströme (Gleichung 10). Dabei ist der Lastwiderstand R_O = (V_O ÷ I_O,max) = 12 V ÷ 0,2 A = 60 Ω für beide Topologien.

Mit den Grenzwerten für Induktivität und Spitzenstrom lässt sich nun eine passende Drossel auswählen. Die 7687714471 aus der WE-PD HV-Produktreihe ist eine 470 µH-Drossel mit einem Sättigungsstromgrenzwert von 0,8 A. Diese oberflächenmontierbare Komponente mit magnetischer Schirmung für gute EMV hat eine Grundfläche von 10 mm × 10 mm bei 6 mm Höhe. Als wichtigster Faktor ist bei der Baureihe 768771x dank Konstruktions- und Nachproduktionsprüfungen sichergestellt, dass die Bauteile bei Differenzspannungen bis 400 V_DC einwandfrei funktionieren. Ein solches Bauteil wäre eine gute Wahl für doppelseitige Leiterplatten, auf denen ein nichtisolierter Abwärtsregler gemeinsam mit anderen oberflächenmontierten Schaltungen verwendet wird.

Für einfachere Anwendungen, bei denen die Leiterplatte nur eine Lage hat und bei den Kondensatoren, der Diode, dem MOSFET und den Widerständen preisgünstigere Durchsteckkomponenten verwendet werden, wäre die 768772471 aus der WE-TI HV-Baureihe eine bessere Wahl: Ein Durchsteckbauteil, ebenfalls mit 470 µH und einem Sättigungsnennstrom von 0,9 A.

(lei)