Verbesserte Rauschunterdrückung

Dank perfekt abgestimmter Filterkomponenten

Matthew Hann Matthew Hann

Veröffentlicht 27. September 2012 - 16:37 Geändert 27. September 2012 - 16:37

Um die Ausbreitung ungewollter Störsignale zu verhindern, ist es entscheidend, die Komponenten in Tiefpassfiltern an den Eingängen von Instrumentenverstärkern perfekt abzustimmen und zu skalieren.

Bild 2: Beispielsimulation einer perfekten RC-Abstimmung für Gleichtaktfilterung mit einem INA333.

Bild 3: Gleichtaktfilterung mit RC-Abweichung und Einstreuung von Gleichtaktstörungen.

Bild 4: Simulation des Ausgangsfehlers eines INA333 (mit Verstärkung 101) aufgrund von RC-Abweichung am Gleichtaktfilter.

Bild 5: Hinzufügen eines Gegentaktkondensators (Cdiff) für eine verbesserte Gleichtaktunterdrückung.

Bild 6: Diagramm mit VinP und VinN bei Cdiff = 0 und Cdiff = 1uF

Bild 7: Simulation einer verbesserten Rauschfilterung durch Verwendung eines Kondensators Cdiff im Verstärker INA333.

Letztlich kann so die Filterung von elektromagnetischen Störungen und Funkstörungen sowie die Gleichtaktunterdrückung (CMRR) realisiert und das verbleibende Rauschen unterdrückt werden. Das ist erforderlich, wenn ein annehmbares Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) erzielt werden soll. Es ist kaum ausreichend, in Anwendungen zur Aufbereitung von DC- und niederfrequenten Sensorsignalen auf das Gleichtaktunterdrückungsverhältnis (CMRR) eines Instrumentenverstärkers zu vertrauen, um eine robuste Rauschunterdrückung in rauen Industrieumgebungen bereitzustellen.

In Bild 1 wird der Tiefpassfilter anschaulich dargestellt. Der resistive Sensor ist über ein Tiefpassfilternetzwerk, bestehend aus RSX und CCM, differentiell an einen Instrumentenverstärker mit hoher Impedanz angeschlossen. Im Idealfall ist CCM an beiden Eingängen exakt gleich, so dass das Rauschen, das an beiden Eingängen gleichermaßen auftritt, symmetrisch gedämpft wird, bevor es zu den Eingängen des Instrumentenverstärkers gelangt.

Symmetrisch gedämpft

Bei genau aufeinander abgestimmten Gleichtakt-Filterkondensatoren (Ccm) wird das Rauschen fast komplett unterdrückt. Dies wird in der in TINA ausgeführten Spice-Simulation in Bild 2 ersichtlich, in der ein Gleichtakt-Fehlersignal mit 100 mV_ss und 100 kHz an den Eingängen eines Instrumentenverstärkers INA333 eingestreut wurde.

Bei diesem Ansatz besteht das Problem darin, dass handelsübliche Kondensatoren eine typische Toleranz von fünf bis zehn Prozent aufweisen. Das bedeutet, wenn CCM an jedem Eingang in gegensätzliche Richtungen abweicht, kann die Gesamtabweichung bis zu 20 Prozent betragen. In Bild 3 ist diese Abweichung der Kapazität zu sehen, in der auch das Einstreuen von Gleichtaktstörungen (eN) vom Ausgang des resistiven Sensors veranschaulicht wird.

Durch die Abweichung an den Eingängen (∆C) entstehen Fehler in der Grenzfrequenz, die zu den Gleichtaktstörungen eN führen. Diese Gleichtaktstörungen liegen dann differenziell an den Eingängen des Instrumentenverstärkers an und werden bis zum Ausgang so verstärkt, dass eine Fehlerspannung ausgegeben wird. Die Gleichtaktstörungen, die an den Eingängen anliegen, werden in den Gleichungen 1 bis 3 berechnet:

Angenommen die Frequenz des Sensorsignals V_sensor ist wesentlich geringer als die Rausch-Grenzfrequenz jedes Gleichtaktfilters (das heißt fC ≥ 100*f_sensor) und RS1 = RS2, dann errechnet sich die Größe des Gleichtakt-Rauschsignals (eN), das in ein Gegentakt-Rauschsignal (eIN) umgewandelt und Teil von V_IN wird, wie folgt aus Gleichung 4:

In Bild 4 werden die Fehler dargestellt, die zum Ausgang gelangen, wenn ein Gleichtakt-Fehlersignal mit 100 mV_ss und 100 kHz an den Eingängen eines Instrumentenverstärkers INA333 mit einer RC-Abweichung von zehn Prozent bei einer Filter-Grenzfrequenz von 1,6 kHz eingestreut wird:

Ein besserer und geläufigerer Ansatz zur Eingangsfilterung ist in Bild 5 dargestellt. Die geringe Verbesserung besteht darin, dass ein Gegentaktkondensator C_diff zwischen die Eingänge des Instrumentenverstärkers geschaltet wird.

Durch das Hinzufügen des Kondensators wird das Problem nicht vollständig gelöst, da C_diff nach den folgenden Kriterien bemessen werden muss:

Die differentielle Grenzfrequenz muss groß genug sein, um einen möglichst großen Abstand zur Signalbandbreite zu gewährleisten und um viel Spielraum zum Einschwingen des Filters zu bieten.

Annehmbares Signal-Rausch-Verhältnis

Auch muss die differentielle Grenzfrequenz klein genug sein, um Gleichtaktstörungen auf ein akzeptables Maß senken zu können, damit das Gleichtaktunterdrückungsverhältnis (CMRR) des Instrumentenverstärkers das verbleibende Rauschen unterdrücken kann, was erforderlich ist, um ein annehmbares Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) zu erzielen. Eine gute Faustregel ist Gleichung 5.

In Bild 6 ist ein Diagramm mit V_inP und V_inN über der Frequenz sowohl ohne C_diff als auch mit C_diff = 1 µF dargestellt. Es lässt sich feststellen, dass ohne Gegentaktkondensator eine Abweichung am Ausgang des INA333 vorliegt. Diese Abweichung wird bis zum Ausgang letztendlich als Rauschen verstärkt, was zu einem verschlechterten Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) führt. Mit C_diff = 1 µF ist die Abweichung zwischen V_inP und V_inN minimal.

In Bild 7 ist die Verbesserung des Gesamtrauschverhaltens am Ausgang des INA333 aufgrund des Gegentaktkondensators C_diff = 1 µF dargestellt.

Ein vor einen Instrumentenverstärker geschalteter Tiefpassfilter sollte mit einem Gegentaktkondensator beschaltet werden, der mindestens die 10-fache Kapazität der Gleichtaktkondensatoren aufweist. Dadurch wird die Wirksamkeit des Filters deutlich gesteigert, da die Auswirkungen von Abweichungen zwischen den Kondensatoren C_cm, durch die sich Gleichtaktstörungen zu Gegentaktstörungen entwickeln können, abgeschwächt werden.