Referenzentwurf zur Demonstration der Phasensynchronisation.

Bild 1: Ein Referenzentwurf dient zur Demonstration der Phasensynchronisation. (Bild: Gaia)

Schaltnetzteile (SMPS) werden aufgrund ihrer Effizienz und ihres geringen Gewichts gegenüber linearen Typen bevorzugt. Bei allen möglichen Umwandlungstopologien erzeugen SMPS jedoch aufgrund der schnellen Übergänge von Schalttransistoren und Dioden ein elektrisches Rauschen im Differenzialmodus (DM) und/oder im Gleichtaktmodus (CM) an den Ein- und Ausgängen sowie gewisse elektromagnetische Strahlung.

DM- und CM-Rauschen

DM-Rauschen tritt über Leitungs- und Rückleitungsverbindungen auf, während CM-Rauschen von den Leitungs- und Rückleitungsanschlüssen gemeinsam zur Erde übertragen wird (Bild 2).

Bild 2: DM-Rauschen tritt über Leitungs- und Rückleitungsverbindungen auf, während CM-Rauschen von Leitungs- und Rückleitungsanschlüssen zur Erde übertragen wird.
Bild 2: DM-Rauschen tritt über Leitungs- und Rückleitungsverbindungen auf, während CM-Rauschen von Leitungs- und Rückleitungsanschlüssen zur Erde übertragen wird. (Bild: Gaia)

Wenn eine Spezifikation für leitungsgebundenes oder abgestrahltes Rauschen erfüllt werden muss, ist es von Vorteil, zunächst das DM-Rauschen zu minimieren, da es eine Strahlungsquelle auf den Leitungen darstellt und auch in die CM-Messungen einfließt.

Bei der Parallelschaltung von DC/DC-Wandlereingängen ist die Synchronisierung ein wertvolles Hilfsmittel, um die EMI-Signaturen zu vereinheitlichen, so dass analytische Methoden zur Entwicklung von Filtern für die Einhaltung der EMI-Normen anwendbar sind. Darüber hinaus führt die richtige Phasenlage von Synchronisationssignalen zu einer Auslöschung von Rauschströmen, insbesondere bei der Grundfrequenz, die am schwierigsten zu filtern ist. Das Ergebnis kann eine drastische Verringerung von Größe, Gewicht und Kosten von EMI-Filternetzen sein.

Darüber hinaus registriert ein standardmäßiges Leitungsimpedanz-Stabilisierungsnetzwerk (LISN), das für CM-Messungen verwendet wird, eine Kombination aus CM- und DM-Signal. Die Grenzwerte für die elektromagnetische Verträglichkeit (EMV) von DC/DC-Wandlern für militärische Zwecke sind in Tabelle 1 aufgeführt.

Militärische EMV-Grenzwerte von DC/DC-Wandler.
Tabelle 1: Bei militärischen Anwendungen gelten für DC/DC-Wandler EMV-Grenzwerte. (Bild: Gaia)

Schalttopologien

Der Pegel des DM-Rauschens am Eingang eines DC/DC-Wandlers wird als Strom mit einer bestimmten Seriensperrinduktivität oder als Spannung an 50 Ω gemessen, die mit Wechselstrom auf die Stromleitungen gekoppelt ist. Die Amplitude variiert mit der Schalttopologie und ist im Allgemeinen am höchsten bei Wandlern mit diskontinuierlichem Eingangsstrom wie Buck- oder isolierten Vorwärtswandlern.

Eingangsstrom-Wellenformen

Aufwärtswandler haben bei höherer Leistung einen kontinuierlichen Eingangsstrom, obwohl sie bei geringerer Leistung auch in einem diskontinuierlichen Modus betrieben werden können. In allen Fällen kombiniert die Stromwellenform im Schalter eine Rechteck-, Sägezahn- oder Dreieckswellenform. Ein Konverter-interner Kondensator am Eingang gleicht die Wellenform auf einen annähernden Gleichstrom aus, der von der Versorgungsspannung stammt. Die maximale Restwelligkeit und das Rauschen werden durch die Grenzwertlinien der EMV-Norm festgelegt.

Fourier-Analyse des Eingangsstroms

Wenn der Eingangsstrom in Rechteck- und Sägezahn-/Dreieckselemente sowie deren Zeit und Amplituden zerlegt wird, kann die Fourier-Analyse das Spektrum der Oberwellen und deren Amplituden vorhersagen. Diese Analyse ist der Schlüssel zur Entwicklung eines wirksamen leitungsgebundenen Emissionsfilters, um die erforderliche Dämpfung zu erreichen. Bei einer Dreieck-Stromwellenform, wie sie für einen Sperrwandler im diskontinuierlichen Betrieb typisch ist, beträgt beispielsweise der Strom Isin(n). Er ist also die Amplitude der Sinuswelle, welche die n-te Harmonische der Stromwellenform in den Schalter darstellt:

Fourier-Analyse des Eingangsstroms
(Bild: Gaia)

Dabei ist Ip der Spitzenstrom des Sägezahns und D das Tastverhältnis.

Filter und Dämpfung

Der DC/DC-Eingangskondensator bildet einen einpoligen Filter, eine zusätzliche vorgeschaltete Induktivität einen zweipoligen Filter und ein weiterer vorgeschalteter Kondensator einen dreipoligen Pi-Filter mit -20 dB, - 40 dB bzw. -60 dB pro Dekade Dämpfung mit der Frequenz. Die Dämpfung kann dann bei den Oberschwingungsfrequenzen ausgewertet werden, um sicherzustellen, dass der Strom Isin(n) mit dem minimalen Filterungsgrad ausreichend reduziert wird.

Der Entwurf des Filters für leitungsgebundene Emissionen muss auch die "Middlebrook-Kriterien" für Stabilität erfüllen; die Ausgangsimpedanz des Filters muss niedriger sein als die Eingangsimpedanz des DC/DC-Wandlers bei der Eigenresonanzfrequenz des Filters. Der Filter muss auf jeden Fall für den durchgelassenen Gleichstrom ausgelegt sein, mit einer guten Marge vor der Sättigung, und er muss gedämpft sein, um Klingeln und mögliche Überspannungen und Rauschspitzen" zu vermeiden.

Die Dämpfung wird entweder durch ein zusätzliches RC-Glied erreicht, oder die Filterkondensatoren werden so gewählt, dass ihr ESR hoch genug ist, um den gleichen Effekt zu erzielen. Als Faustregel gilt, dass CD > 5 x CIN sein sollte, ein Ausgangspunkt für RD ist √(L/CIN).

Parallelschaltung von DC/DC-Wandlern

Bei der Parallelschaltung von DC/DC-Wandlern kann das erzeugte differentielle Rauschen schwer vorhergesagt werden. Wenn die Wandler nominell mit der gleichen Frequenz arbeiten, ist das Stromrauschen bei der Grundschaltfrequenz I gegeben durch:

Parallelschaltung von DC-DC-Wandlern
(Bild: Gaia)

Auslöschung oder Addition

In dem einfachen Fall, dass alle Amplituden beim Wert M gleich sind, kann das Gesamtrauschen I von 0 bis nM variieren. Das entspricht zufälligen Phasendifferenzen, die eine vollständige Auslöschung oder Addition, wenn die Phase 0 oder ein Vielfaches von 2π beträgt, verursachen.

Um die Auslöschung zu gewährleisten, kann eine Synchronisierung vorgenommen werden, so dass die Grundschwingungsfrequenz jedes Wandlers identisch ist und beide in der Phase getrennt sind, womit der Rauschstrom der Grundschwingung ausgelöscht wird. Dafür muss die Phasenverzögerung zwischen den Startpunkten der einzelnen Wandler-Zyklen 2π/n betragen. Die erforderliche Phasenverschiebung ist in Tabelle 2 für bis zu sechs Wandler angegeben.

Tabelle 2: Bei der Synchronisierung der Schaltfrequenz in DC/DC-Wandlern zur Grundrauschunterdrückung sind bestimmte Phasenverschiebungen erforderlich.
Tabelle 2: Bei der Synchronisierung der Schaltfrequenz in DC/DC-Wandlern zur Grundrauschunterdrückung sind bestimmte Phasenverschiebungen erforderlich. (Bild: Gaia)

Phasensynchronisation bei mehreren Wandlern

Bei zwei Wandlern entspricht eine Phasenverschiebung von π einem invertierten Synchronisationssignal und ist logisch leicht zu realisieren. Andere Phasenverschiebungen lassen sich am einfachsten mit einem Mikrocontroller oder einem einfachen logischen Netzwerk erzeugen. Die Wellenformen für vier Wandler sind in Bild 3 dargestellt.

Bild 3: Vier DC-DC-Wandler mit Phasensynchronisation.
Bild 3: Vier DC-DC-Wandler mit Phasensynchronisation weisen bestimmte Wellenformen auf. (Bild: Gaia)

Ein sich daraus ergebendes EMI-Diagramm von vier auf diese Weise synchronisierten und mit insgesamt 80 W belasteten Wandlern zeigt Bild 4, wobei die Grundschwingung im Vergleich zu einer nicht synchronisierten Lösung abgeschwächt ist. Aufgrund von Toleranzen und der geringen Belastungsunterschiede zwischen den Wandlern kommt es nicht zu einer vollständigen Auslöschung.

Bild 4: EMI-Diagramm: blau mit und grün ohne Phasensynchronisation.
Bild 4: Im EMI-Diagramm von vier Wandlern mit Phasensynchronisation (blau) ist die Grundschwingung im Vergleich zu einer nicht synchronisierten Lösung (grün) abgeschwächt. (Bild: Gaia)

Ein weiterer Vorteil der Phasensynchronisationstechnik ist die geringere Belastung der Eingangskondensatoren aufgrund des niedrigeren Ripplestroms. Dies fördert die Zuverlässigkeit und steigert die Effizienz, da die Verluste im äquivalenten Serienwiderstand (ESR) des Eingangskondensators reduziert werden.

Dämpfung von 20 dB

In diesem Beispiel wird das Grundrauschen bei 300 kHz ohne zusätzliche Filterung um über 20 dB unter die CE102-Grenzwertlinie gesenkt. Die Oberwellen sind jedoch nach wie vor hoch und werden bei phasenverschobener Synchronisation sogar noch verstärkt. Bei einer Phasenverschiebung der Grundschwingung um π/2 entspricht dies beispielsweise einer Verschiebung der vierten Oberschwingung um 2π oder auch einen kompletten Zyklus, was zu einer Addition der Signale führt. Bei höheren Oberwellen hat die Toleranz der Phasenverschiebung auch einen größeren Einfluss auf die Auslöschung. Die Filterung von Oberwellen ist jedoch relativ einfach, da sich die Werte von L und C für die vierte Oberwelle im Vergleich zur Grundwelle bei gleicher Dämpfung jeweils um den Faktor 4 verringern lassen.

Phasengesteuerte Synchronisationstechnik in der Praxis

Um die Effektivität der phasengesteuerten Synchronisationstechnik in der Praxis zu demonstrieren, hat Gaia Converter eine Platine mit sechs ihrer DC/DC-Wandler, einem Frontend und einem Filter in verschiedenen Konfigurationen entwickelt, die ein- und zweipolige Ausgänge von einem nominalen 24/28-VDC-Eingang bei insgesamt 120 W liefern (Bild 1).

Die Platine enthält die Logik zur π-Synchronisierung von zwei separaten Wandlergruppen sowie die Möglichkeit, vier Wandler mit π/2 zu synchronisieren und in Phase zu bringen. Zu den DC/DC-Wandlern gehören isolierte und nicht isolierte Typen, darunter der MPSGS14ED, ein militärtauglicher Point-of-Load-Wandler mit schneller Ausgangsregelung, einer Konstantstromfunktion und einer weiten, einstellbaren Ausgangsspannung von -36 Prozent bis +700 Prozent.

Schutz- und Zusatzfunktionen

Das Board enthält außerdem den aktiven Input Bus Conditioner LHUG150N, der einen Transientenschutz von +/-100 V, einen Verpolungsschutz, eine Leistungs- und Einschaltstrombegrenzung sowie eine neuartige Holdup-Funktion von 50 ms bis 200 ms bereitstellt. Bei dieser Funktion wird ein kleiner Kondensator, dessen Spannung unabhängig von der Eingangsspannung auf bis zu 60 V angehoben wird, bei einer Unterbrechung in den Eingang geschaltet.

Die Karte entspricht den Militär- und Avionikstandards MIL-STD-704, DO160, MIL-STD-461 und MIL-STD-1275 und erfüllt die CE102-Emissionsgrenzwerte mit einer Marge von mehr als 20 dB (Bild 5). Erreicht wird dies durch die Phasensynchronisationsfunktion zusammen mit einem Low-Profile-EMV-Filter des Typs FGDS-12A-100V, der 1" x 1,2" groß ist und 5 Prozent der Platinenfläche einnimmt. (bs)

EMI-Plot des Referenzdesigns mit 20 dB Abstand zur CE102-Grenzlinie.
Bild 5: Nach dem EMI-Plot erfüllt das Referenzdesign die CE102-Emissionsgrenzwerte mit 20 dB Abstand zur Grenzlinie. (Bild: Gaia)
Christian Jonglas, Technical Support Manager bei Gaia Converter

Christian Jonglas

Technical Support Manager bei Gaia Converter  

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