Ausgangsfilter für Schaltnetzteile entwickeln

Wegen der Vorteile, die Schaltnetzteile bei Bauvolumen, Kosten und Wirkungsgrad bieten, sind diese Energiewandler heute in fast allen elektrischen Geräten vertreten. Hohe Schalttransienten im Inneren der Netzteile können auf der Ausgangsseite jedoch elektrische Störungen verursachen. Abhilfe kann ein zweistufiger Ausgangsfilter schaffen.

Im Folgenden dienen Aufwärtswandlerschaltungen als Beispiele, doch die Ergebnisse sind direkt auf beliebige DC/DC-Wandler anwendbar. Bild 1a zeigt die Basis-Signalverläufe in einem Aufwärtswandler (Bild 1b) im Konstantstrommodus (CCM oder Continuous Current Mode).

Ausgangsfilter mit Konsequenzen

Ein Ausgangsfilter für einen Aufwärts- oder eine andere Topologie mit nichtkontinuierlichen Stromfluss (DCM oder Discontinuous Current Mode) ist wegen des schnellen Anstiegs und Abfalls im Stromverlauf in Schalter B erforderlich, was parasitäre Induktivitäten im Schalter, im Layout und in den Ausgangskondensatoren anregen kann. Das Ergebnis ist, dass die Ausgangssignalverläufe in der Praxis eher wie in Bild 2 als in Bild 1 aussehen, selbst mit gutem Layout und Keramik-Ausgangskondensatoren.

Die Schaltwelligkeit der Schaltfrequenz, hervorgerufen durch die Ladungsänderung des Kondensators, ist klein gegenüber dem ungedämpften Ringing des Ausgangsschalters. Dies wird als Ausgangsstörung bezeichnet. Im Allgemeinen liegen die Ausgangsstörungen im Bereich von 10 bis über 100 MHz, also weit über der Resonanzfrequenz der meisten Keramik-Ausgangskondensatoren. Deshalb tragen zusätzliche Kondensatoren wenig zur Dämpfung der Störungen bei.

Bild 1a: Spannungs- und Stromverläufe für einen Aufwärtswandler. Analog Devices

Es gibt verschiedene Filtertypen, um den Ausgang zu filtern. Der Artikel veranschaulicht alle Filtertypen und beschreibt die Stufen der Schaltungsentwicklung. Die Gleichungen sind nicht ganz exakt und es werden Annahmen gemacht, um sie zu vereinfachen.

Iterationen erforderlich

Dennoch sind einige Iterationen erforderlich, da jede Komponente die Werte der anderen beeinträchtigt. Die Designtools ADIsim-Power umgehen dieses Problem, indem sie linearisierte Gleichungen für Komponentenwerte nutzen, wie etwa Kosten oder Abmessungen. Anschließend werden die Ausgänge angepasst, sobald echte Komponenten aus der Datenbank mit tausenden Bauteilen gewählt sind.

Bild 1b: Aufwärtswandler mit kontinuierlichem Stromfluss (CCM). Analog Devices

Für einen ersten Durchlauf eines Designs ist diese Komplexität nicht notwendig. Mit den bereitgestellten Berechnungen und eventuell der Nutzung eines Simplis-Simulators wie dem kostenlosen ADIsimPE oder etwas Zeit im Labor, lässt sich ein zufriedenstellendes Design mit minimalem Aufwand finden.

Vor der Entwicklung des Filters sollten Ingenieure berücksichtigen, was mit einem einstufigen RC- oder LC-Filter bereits erreichbar ist. Normalerweise lässt sich mit einer zweiten Filterstufe die Welligkeit auf einige wenige hundert μV_ss und die Schaltstörungen auf unter 1 mV_ss bringen. Bei einem Abwärtswandler lässt sich ein etwas geringeres Rauschen erreichen, da die Leistungsinduktivität bereits für erhebliche Filterung sorgt.

Dritte Filterstufe falls nötig

Bild 2: Signalverläufe eines Aufwärtswandlers mit nichtkontinuierlichem Stromfluss (DCM). Analog Devices

Sobald die Welligkeit in den μV-Bereich gelangt, entwickeln sich die Bauteilparasitäten sowie die Störungskopplung zwischen den Filterstufen zu den begrenzenden Faktoren. Sind noch rauschärmere Versorgungen erforderlich, können Entwickler eine dritte Filterstufe heranziehen.

Allerdings sind Schaltnetzteile im Allgemeinen mit Rauschen behaftet und weisen auch Jitter-Rauschen auf. Daraus ergibt sich niederfrequentes Rauschen von 1 Hz bis 100 kHz, was sich nicht leicht herausfiltern lässt. Deshalb kann es für Versorgungen mit geringen Störungen besser sein, eine zweite Filterstufe zu verwenden sowie den Ausgang mit einem LDO zu beschalten.

Werte für alle Filtertypen

Werte, die im Entwicklungsprozess für alle Filtertypen dienen, sind wie folgt definiert:

ΔIpp: Ungefährer Spitze/Spitze-Strom, der in den Ausgangsfilter fließt. Für die Berechnungen wird ein sinusförmiger Verlauf angenommen. Der Wert von ΔIpp hängt von der Topologie ab. Für einen Abwärtswandler ist es der Spitze/Spitze-Strom in der Induktivität, für einen Aufwärtswandler der Spitzenstrom in Schalter B (häufig eine Diode).

: Ungefähre Ausgangsspannungswelligkeit bei der Schaltfrequenz des Wandlers.

R_ESR: Innenwiderstand (ESR) des gewählten Ausgangskondensators.

FSW: Schaltfrequenz des Wandlers.

C_rip: Berechneter Ausgangskondensator unter der Annahme, dass der gesamte Spitze/Spitze-Strom ΔIpp in ihn hinein fließt.

:

Änderung von V_out, wenn I_step am Ausgang anliegt.

I_step: Sofortige Änderung der Ausgangslast.

T_step: Ungefähre Reaktionszeit des Wandlers auf eine unmittelbare Änderung der Ausgangslast.

F_u: Grenzfrequenz des Wandlers. Für einen Abwärtswandler ist es normalerweise FSW/10. Für einen Aufwärts- oder Abwärts/Aufwärts-Wandler ist es normalerweise etwa ein Drittel der Lage der Nullstelle in der rechten Halbebene (Right Half Plane Zero, RHPZ).

Bild 3: Aufwärtswandlerdesign mit dem ADP161x und ausgangsseitigem RC-Filter. Analog Devices

Der einfachste Filtertyp ist ein RC-Filter am Ausgang eines mit dem ADP161x aufgebauten Aufwärtswandlerdesigns (Bild 3). Dieser Filter ist kostengünstig und kommt ohne Dämpfung aus. Allerdings ist er aufgrund der Verlustleistung nur für Wandler mit niedrigem Ausgangsstrom nützlich. In diesem Artikel sind Keramik-Kondensatoren mit niedrigem Innenwiderstand (ESR) angenommen.

RC-Ausgangsfilter entwickeln

Schritt 1: Man wähle C₁, basierend auf der Annahme, dass die Ausgangswelligkeit an C₁ den Rest des Filters ignoriert. 5 bis 20 mV_ss ist ein guter Ausgangspunkt. C₁ lässt sich mit Gleichung 1 berechnen.

Schritt 2: R kann auf Basis der Verlustleistung gewählt werden und muss viel größer sein als R_ESR für die Kondensatoren und damit dieser Filter effizient ist. Dies begrenzt den Ausgangsstrombereich auf etwas unter 50 mA.

Schritt 3: C₂ lässt sich mit den Gleichungen 2 bis 6 berechnen.

Für Versorgungen mit höherem Strom ist es vorteilhaft, den Widerstand im PI-Filter durch eine Induktivität zu ersetzen (Bild 4). Diese Konfiguration ermöglicht eine gute Spannungswelligkeitsunterdrückung sowie eine Unterdrückung des Schaltrauschens bei geringen Leistungsverlusten. Das Problem ist, dass jetzt ein zusätzlicher Tank-Schaltkreis hinzugefügt wurde, der schwingen kann und eventuell eine instabile Versorgung hervorruft.

Drei mögliche Dämpfungstechniken

Daher müssen Entwickler, die einen Ausgangsfilter realisieren möchten, im ersten Schritt bei der Entwicklung des Filters herausfinden, wie sich der Filter dämpfen lässt. Bild 4 zeigt drei Möglichkeiten.

Ein zusätzlicher R_filt verursacht nur geringe Zusatzkosten und benötigt wenig Platz. Der Dämpfungswiderstand hat normalerweise nur geringe bis keine Verluste und kann selbst für große Stromversorgungen klein dimensioniert werden. Von Nachteil ist, dass er die Wirksamkeit des Filters wesentlich reduziert, indem er die parallele Impedanz mit der Induktivität verkleinert.

Bild 4: Ein ADP1621 mit Ausgangsfilter mit mehreren verschiedenen Dämpfungstechniken (gestrichelt umrandet). Analog Devices

Bei Möglichkeit 2 lassen sich die Filter-Leistungsdaten maximieren. Falls ein Keramik-Design gewünscht wird, kann R_d ein diskreter Widerstand in Reihe zu einem Keramik-Kondensator sein. Andernfalls ist ein physikalisch großer Kondensator mit hohem ESR erforderlich. Diese zusätzliche Kapazität (C_d) kann die Schaltung wesentlich verteuern und vergrößern.

Bei der Dämpfungsmöglichkeit 3 hilft der zusätzliche Dämpfungskondensator C_e am Ausgang etwas dabei, den Transientenverlauf sowie die Ausgangswelligkeit zu verbessern. Allerdings ist dies die teuerste Variante, da der erforderliche Kapazitätswert wesentlich größer ist. Ferner wird die relativ hohe Kapazität am Ausgang die Filterresonanzfrequenz mindern, was die erreichbare Bandbreite des Wandlers senkt. Deshalb ist Möglichkeit 3 nicht empfehlenswert.

Bei den Designtools ADIsimpower wird Möglichkeit 1 genutzt. Dies geschieht wegen der geringen Kosten und der relativ einfachen Implementierung in einen automatisierten Designprozess.

Kompensation beachten

Eine weitere Problematik, mit der sich Entwickler auf dem Weg zum richtigen Ausgangsfilter befassen müssen, ist die Kompensation. Es mag zwar widersprüchlich erscheinen, doch ist es fast immer besser, den Filter in die Rückkopplungsschleife einzubeziehen. Dies hilft, den Filter etwas zu dämpfen, beseitigt DC-Lastverschiebungen sowie den Serienwiderstand des Filters und bewirkt einen besseren Transientenverlauf mit weniger Ringing. Bild 5 zeigt das Bode-Diagramm für einen Aufwärtswandler mit zusätzlichem LC-Filter am Ausgang.

Das Feedback wird vor oder nach der Filter-Induktivität abgegriffen. Was die meisten Entwickler überrascht ist, wie viel sich das Open-Loop-Bode-Diagramm ändert, wenn sich der Filter nicht in der Rückkopplungsschleife befindet. Da die Steuerschleife mit oder ohne Filter in der Rückkopplungsschleife beeinträchtigt wird, könnte man auch dafür entsprechend kompensieren.

Im Allgemeinen bedeutet dies eine Reduzierung der Ziel-Grenzfrequenz auf maximal ein Fünftel bis ein Zehntel der Filter-Resonanzfrequenz F_res (Gleichung 7).

Der Designprozess für diesen Filtertyp ist iterativ, da sich jede Komponentenauswahl auf die Wahl der anderen auswirkt. Die Entwicklung eines LC-Filters mit Dämpfung durch einen Parallelwiderstand (Möglichkeit 1 in Bild 4) verläuft wie folgt:

LC-Filter entwickeln

Schritt 1: Man wähle C₁ so, als befände sich am Ausgang kein Ausgangsfilter. Werte von 5 bis 20 mV_ss sind ein guter Ausgangspunkt. C₁ lässt sich dann mit Gleichung 8 berechnen.

Schritt 2: Auswahl der Induktivität L_filt. Erfahrungsgemäß liegt ein guter Wert zwischen 0,5 und 2,2 μF. Die Induktivität sollte für eine hohe Eigenresonanzfrequenz (SRF) gewählt werden. Größere Induktivitäten haben höhere Eigenresonanzfrequenzen, was bedeutet, dass sie weniger effizient zum Filtern des hochfrequenten Rauschens sind. Kleinere Induktivitäten wirken sich nicht so stark auf die Welligkeit aus und erfordern höhere Kapazitätswerte. Je höher die Schaltfrequenz ist, desto kleiner kann die Induktivität sein.

Beim Vergleich von zwei Induktivitäten mit gleichem Induktivitätswert wird das Bauteil mit höherem SRF eine geringere Wicklungskapazität aufweisen. Die Wicklungskapazitäten wirken wie ein Kurzschluss um den Filter für hochfrequentes Rauschen.

Vorteil bei analogen Lasten

Schritt 3: Wie beschrieben, wird durch Hinzufügen des Filters die Kompensation des Wandlers beeinträchtigt, indem die erreichbare Übergangsfrequenz (F_μ) reduziert wird. Für eine Current-Mode-Wandlung beträgt das maximal Erreichbare weniger als 1/10 der Schaltfrequenz oder 1/5 der F_RES des Filters gemäß Gleichung 7. Erfreulicherweise benötigen die meisten analogen Lasten keinen außergewöhnlichen Transientenverlauf.

Gleichung 9 berechnet die ungefähre Ausgangskapazität (C_BW), die am Ausgang eines Wandlers erforderlich ist, um einen bestimmten Transientenstromsprung (Current Step) zu erhalten.

Schritt 4: Man setze C₂ als Minimum für CBW und C₁.

Schritt 5: Man berechne den ungefähren Dämpfungsfilter-Widerstand mit den Gleichungen 10 und 11. Diese Gleichungen sind zwar nicht absolut genau, kommen jedoch einer geschlossenen Lösung ohne aufwendige Algebra am nächsten.

Rechnen mit ADIsimpower

Die Designtools ADIsimpower berechnen R_FILT, indem sie die Übertragungsfunktion des offenen Regelkreises des Wandlers mit dem Filter und kurzgeschlossener Induktivität berechnen. Die Werte für R_FILT werden dann so lange geschätzt, bis der Peak der Wandler-OLTF mit dem Filter nur 10 dB über der OLTF des Wandlers mit kurzgeschlossener Induktivität liegt. Diese Technik kann in einem Simulator wie dem ADIsimPE oder im Labor mit einem Spektrumanalysator verwendet werden.

Schritt 5: Dieser Schritt lässt sich jetzt mit den Gleichungen 12 bis 15 berechnen. a, b, c und d dienen zur Vereinfachung von Gleichung 16.

Schritt 6: Die Schritte 3 bis 5 sollte man wiederholen, bis ein gut gedämpftes Filterdesign mit den erforderlichen Welligkeits- und Transienten-Spezifikationen berechnet wird. Dabei ist zu beachten, dass die Gleichungen den DC-Serienwiderstand der Filter-Induktivität RDCR nicht berücksichtigen. Dieser Widerstand kann für Versorgungen mit geringerem Strom erheblich sein. Er verbessert die Filter-Leistungsdaten, indem er hilft, den Filter zu dämpfen. Dies wiederum erhöht den erforderlichen R_FILT sowie die Impedanz des Filters.

Filter für rauscharme Systeme

Beide Effekte können die Leistungsdaten des Filters wesentlich verbessern. Es kann deshalb für rauscharme Systeme nützlich sein, einen kleinen Leistungsverlust in L_FILT gegen ein verbessertes Rauschverhalten einzutauschen. Kernverluste in L_FILT helfen ebenfalls, das hochfrequente Rauschen etwas zu dämpfen. Daher kann der Eisenkern für hohe Ströme eine gute Wahl sein. Diese Kerne sind für gleiche Strombelastbarkeit in der Regel kleiner und preiswerter. ADIsimpower berücksichtigt den Widerstand der Filter-Induktivität sowie den Innenwiderstand der beiden Kondensatoren für maximale Genauigkeit.

Schritt 7: Bei der Wahl konkreter Bauteile, die den berechneten Werten entsprechen, sollten Entwickler daran denken, die Kapazitäten von Keramik-Kondensatoren herabzusetzen, um DC-Bias zu berücksichtigen.

Bild 4 zeigt zwei gangbare Optionen zum Dämpfen des Filters. Statt einen Parallel-Widerstand zu wählen, kann man sich für einen Kondensator zum Dämpfen des Filters entscheiden. Dies verursacht zwar geringe Zusatzkosten, bietet aber die besten Filter-Leistungsdaten aller Möglichkeiten.

LC-Filter entwickeln

Der Designablauf für einen LC-Filter mit einem RC-Dämpfungsnetzwerk (Technik 2 in Bild 4) lässt sich wie folgt beschreiben:

Schritt 1: Wie in der vorigen Topologie wählt man C₁ als gäbe es keinen Ausgangsfilter. Werte von 10 bis 100 mV_ss sind ein guter Ausgangspunkt, je nach gewünschter Ausgangswelligkeit. C₁ lässt sich dann mit Gleichung 8 berechnen und kann in dieser Topologie kleiner sein als in den vorherigen Topologien, da der Filter effizienter ist.

Schritt 2: Wie in der vorigen Topologie wird eine Induktivität zwischen 0,5 und 2,2 µH gewählt. 1 µH ist ein guter Wert für Wandler mit 500 und 1200 kHz.

Bild 5: Phasen- und Verstärkungsdiagramme für einen Aufwärtswandler mit ausgangsseitigem LC-Filter. Analog Devices

Schritt 3: Wie zuvor kann C₂ aus Gleichung 16 gewählt werden, doch mit R_filt in Höhe eines großen Wertes von zum Beispiel 1 MΩ. Für eine gute Dämpfung muss R_d groß genug gewählt werden, damit C_d die Welligkeit nicht wesentlich herabsetzt. Für C₂ nimmt man das Minimum des berechneten Wertes für C₂. Hier kann es nützlich sein, zu Schritt 1 zurückzukehren und C₁ an die angenommene Welligkeit anzupassen, um einen Wert für C₂ zu erhalten, der näher an C_BW und C₁ ist.

Hohe Kapazität kostet

Schritt 4: C_d sollte den gleichen Wert wie C₁ haben. Theoretisch kann man mit einem höheren Kapazitätswert eine stärkere Dämpfung des Filters erreichen. Doch dies erhöht die Kosten sowie die Abmessungen und kann zudem die Wandlerbandbreite senken.

Schritt 5: R_d lässt sich aus Gleichung 17 berechnen. F_res wird mit Gleichung 7 berechnet, wobei man C_d ignoriert. Dies ist eine gute Näherung, da R_d normalerweise groß genug ist, damit C_d nur geringen Einfluss auf den Ort der Filterresonanz hat.

Schritt 6: Jetzt, wo C_d und R_d berechnet wurden, sollte entweder ein Keramik-Kondensator mit einem Serienwiderstand oder ein Tantal- beziehungsweise ein ähnlicher Kondensator mit hohem ESR gewählt werden, der die berechneten Spezifikationen aufweist.

DC-Bias berücksichtigen

Schritt 7: Bei der praktischen Wahl der Bauteile gemäß der berechneten Werte, ist zu beachten, dass die Kapazitäten von Keramik-Kondensatoren niedriger gewählt werden, um einen DC-Bias zu berücksichtigen.

Eine weitere Filteroption besteht darin, die Induktivität L im vorherigen Filter durch eine Ferritperle zu ersetzen. Allerdings hat diese Anordnung Nachteile, die die Effizienz bei der Filterung von Schaltstörungen begrenzen und die Schaltwelligkeit fast nicht beeinträchtigen.

Als erstes zu nennen ist die Sättigung. Die Ferritperle gelangt bereits bei einem sehr geringen Bias-Strom in die Sättigung. Dies bedeutet, dass der Ferrit eine wesentlich niedrigere Impedanz darstellt als in den Zero-Bias-Kurven der Datenblätter. Es könnte jedoch trotzdem eine Dämpfung nötig sein, da die Ferritperle eine Induktivität darstellt und daher mit der Ausgangskapazität schwingen kann. Allerdings ist die Induktivität jetzt variabel. Deshalb sind Ferritperlen für den Einsatz als zweite Filterstufe beziehungsweise Ausgangsfilter nicht zu empfehlen.

(hb)