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Bild 4: Harte Kommutierung der Body-Diode bei einem Synchron-Aufwärtswandler. (Bild: Vishay Intertechnology)

| von Sanjay Havanur

Die Idee hinter dem Zero-Voltage-Switching-Konzept (ZVS) – auch spannungsloses Schalten genannt – ist einfach. Vor dem Einschalten des MOSFET liegt zwischen Drain und Source eine Spannung an, die den Ausgangskondensator auflädt. Beim ZVS-Konzept entlädt sich der Ausgangskondensator noch bevor das Gate-Signal den MOSFET einschaltet. Die im Ausgangskondensator gespeichert Energie sollte möglichst vollständig entladen werden, damit die Drain/Source-Spannung vor dem Einschalten des MOSFET auf Null geht.

Eckdaten

Das spannungslose Schalten von Leistungshalbleitern (ZVS) schafft die Basis, um bei Schaltnetzteilen höhere Schaltfrequenzen zu erreichen und den Wirkungsgrad zu verbessern. ZVS bietet jedoch nicht nur Vorteile und bedeutet auch nicht das Ende aller Schaltverluste. Entwickler sollten die Beschränkungen des ZVS-Konzepts kennen und insbesondere darüber nachdenken, ob ihre Stromversorgung auch dann noch ordnungsgemäß und zuverlässig funktioniert, wenn das weiche Schalten in hartes Schalten umschlägt. Anhand dieser Überlegungen sollten sie den geeigneten MOSFET auswählen.

Bild 1a zeigt die Strom- und Spannungsverläufe bei hartem (induktivem) Einschalten und die damit einhergehenden Schaltverluste. Bild 1b zeigt die gleichen Signale bei spannungslosem Einschalten (ZVS). Beim ZVS treten keine Schaltverluste auf, weil sich die Spannungs- und Stromverläufe (VDS  und IDS) nicht überschneiden.

ZVS, resonantes und weiches Schalten

ZVS, resonantes Schalten und weiches Schalten sind Begriffe, die Entwickler oft synonym verwenden. Dabei haben sie unterschiedliche Bedeutungen.

Der Begriff weiches Schalten umfasst sowohl spannungsloses als auch stromloses Schalten, wobei in der Regel stromloses Ausschalten gemeint ist. Weiches Schalten kann auch bedeuten, dass der MOSFET bei einer verminderten Drain/Source-Spannung schaltet, die nicht unbedingt Null sein muss (quasi-resonantes Schalten).

Der Begriff resonantes Schalten resultiert aus der Tatsache, dass sich Resonanzen durch das Zusammenwirken parasitärer Schaltungselemente wie beispielsweise Streuinduktivitäten und die Ausgangskapazität von MOSFETs beim Einschalten ergeben können. Die Schaltfrequenz ist konstant und die Leistungsstufe kann genauso aufgebaut sein wie bei einem hart schaltenden Wandler. Im Hinblick auf ZVS kann sie auch zusätzliche Elemente enthalten, die keine große Leistung verarbeiten müssen.

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Bild 1: Spannungs- und Stromverläufe beim Einschalten eines MOSFET a) hartes oder induktives Schalten, b) Zero Voltage Switching (ZVS). Vishay Intertechnology

MOSFET statt Gleichrichter

Der Begriff synchron beim synchronen Schalten bezieht sich auf Wandler, die statt eines Gleichrichters einen MOSFET verwenden. Ursprünglich arbeiteten solche Schaltungen mit Gleichrichtern. Um die Durchlassverluste zu verringern, hat man den Gleichrichter durch einen MOSFET ersetzt, der im Durchlassbetrieb einen wesentlich kleineren Spannungsabfall aufweist als eine Diode. Typische Anwendungen für dieses Konzept sind Synchron-Abwärtsregler, Synchron-Aufwärtsregler und sekundärseitige Synchrongleichrichter.

Mit dem Zero-Voltage-Switching-Konzept lassen sich lediglich die Schaltverluste beim Einschalten beseitigen. Die beim Ausschalten auftretenden Crossover-Verluste bleiben davon unberührt. Beim Einschalten von MOSFETs entsteht noch ein weiterer Schaltverlust, für den die in der Ausgangskapazität COSS gespeicherte Energie verantwortlich ist. Aufgrund der Komplexität von MOSFET-Strukturen ergeben sich nichtlineare Kapazitätskennlinien. Es ist nicht sinnvoll, CRSS oder COSS als individuelle Kapazitätswerte zu betrachten. Relevant sind nur die gespeicherten Ladungen und Energien QGD, QOSS und EOSS.

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Bild 2: VDS-Zeitverlauf bei einem quasi-resonanten Sperrwander. Vishay Intertechnology

Wenn ein MOSFET mit einer Frequenz FSW hart schaltet, entlädt sich die Energie EOSS des Ausgangskondensators in den Kanal, woraus ein Leistungsverlust von EOSS x FSW resultiert. Bei spannungslosem Schalten wird diese Energie entweder an die Last oder an den Eingang geliefert, bleibt also erhalten. Allerdings beseitigt ZVS nicht alle auf EOSS zurückgehenden Verluste. Entwickler übersehen oft, dass auch in den Schaltungselementen, die am Laden der COSS-Kapazität beteiligt sind, Verluste auftreten.

Gesamtenergieverlust berechnen

Aus der Schaltkreistheorie ist folgender Zusammenhang bekannt: Wird eine konstante Kapazität auf eine Spannung V aufgeladen und anschließend wieder entladen, beträgt der Gesamtenergieverlust ½CV2 (beim Laden) + ½CV2 (beim Entladen). Der Verlust ergibt sich ausschließlich aus der gespeicherten Energie, ganz gleich, auf welche Weise die Kapazität aufgeladen und entladen wird. Diesen Ladeverlust übersehen Entwickler oft, weil er vom Gesamtsystem verursacht wird und nicht dem MOSFET zuzuschreiben ist.

Bei einer ZVS-Schaltung wird nur die zweite Hälfte dieser Energie (beim Entladen) an die Last geliefert und zurückgewonnen. Die erste Hälfte (beim Laden der Kapazität beziehungsweise Ausschalten des MOSFET) geht hingegen verloren.

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Bild 3: Weil sich die MOSFET-Ausgangskapazität und die Kapazität der Body-Diode (a) nicht voneinander trennen lassen, ist es nicht möglich, die QRR der Body-Diode separat zu messen. Statt dessen misst man die kombinierte Reverse-Ladung QRR +QOSS (b). Vishay Intertechnology

Bild 2 zeigt die Spannungsverläufe bei einem quasi-resonanten Sperrwandler. Die Verluste in COSS beim Einschalten werden zwar reduziert, doch beim Ausschalten (wenn COSS auf VDSOFF geladen wird) entsteht ein wesentlich größerer, unvermeidlicher EOSS-Verlust. Wegen des Terms V2 fällt dieser Verlust bei höheren Spannungen stärker ins Gewicht als bei niedrigeren Spannungen.

Bild 3a zeigt das Ersatzschaltbild eines MOSFET mit allen parasitären Kapazitäten sowie der Body-Diode. Die Ausgangskapazität COSS ist gleich der Summe von CDG und CDS. COSS und deren Ladung QOSS lassen sich nicht von der Body-Diode und deren QRR trennen. Jede Schaltung zur Charakterisierung der Reverse Recovery misst in Wirklichkeit die Summe der Ladungen QRR +QOSS (Bild 3b). Bei der Analyse des Verhaltens der MOSFET-Body-Diode ist nicht nur deren eigene QRR, sondern auch die davon nicht zu trennende QOSS zu berücksichtigen.

Recovery der Body-Diode

Beim Recovery-Verhalten der Body-Diode von MOSFETs ist eine Besonderheit zu beachten. Bei einer echten ZVS-Schaltung (0 V) gelangt die Body-Diode zeitweise in den leitenden Zustand, was unvermeidlich ist. Der Entladestrom des Ausgangskondensators bringt die Body-Diode in den Durchlassbereich und fließt durch sie hindurch. Der Spannungsabfall über der Body-Diode bedeutet einen zusätzlichen Energieverlust, der sich jedoch durch Anpassen der Totzeit des Systems minimieren lässt. Das eigentliche Problem besteht darin, dass sich beim Abschalten des MOSFET auch die Body-Diode erholen (Recovery) muss.

Je nach ZVS-Implementierung kann die Body-Diode auf unterschiedliche Weise kommutieren. Bei einer Synchronschaltung befindet sich der MOSFET-Strom immer im dritten Quadranten, von Source zu Drain. Jeder von Drain zu Source fließende Strom entlädt entweder den Ausgangskondensator oder ist ein Zeichen für Shoot-Through.

Der Stromfluss hat folgenden Verlauf:

  • Der Ausgangskondensator wird entladen.
  • Die Body-Diode wird leitend.
  • Totzeit.
  • Der MOSFET schaltet ein und leitet Strom.
  • Der MOSFET schaltet aus.
  • Die Body-Diode übernimmt den Strom.
  • Totzeit.
  • Der komplementäre MOSFET schaltet ein.
  • Die Body-Diode kommutiert hart.

Überschwingen und Spannungsspitzen

Bild 4 zeigt die resultierenden Ströme bei einem klassischen Synchron-Abwärtsregler. Der High-Side-Schalter schaltet ein, und es fließen drei Ströme: Laststrom IOUT, Ausgangskondensator-Ladestrom IOSS und Body-Dioden-Ladestrom IRR. Die Lade- und Recovery-Ströme klingen irgendwann ab, währenddessen kann es jedoch zu heftigen Überschwingern und Spannungsspitzen kommen.

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Bild 4: Harte Kommutierung der Body-Diode bei einem Synchron-Aufwärtswandler. Vishay Intertechnology

Bei einem 30-V-MOSFET mit einer QRR in der Größenordnung Nanocoulomb ist das problemlos. Bei 600-V-MOSFETs mit QRR-Werten im Bereich von Mikrocoulomb kann sich dies jedoch als schwierig erweisen. Weil die Reverse-Recovery-Stromkomponente IRR ziemlich groß ist, kann sie unter Umständen ein bipolares Latch-up auslösen und den MOSFET zerstören.

Die Body-Diode kann auch sanft kommutieren, wie zum Beispiel bei Resonanzwandlern, bei denen der MOSFET-Strom im dritten Quadranten (Source/Drain) beginnt, dann die Richtung wechselt und am Ende des Zyklus im ersten Quadranten liegt. Ein Beispiel hierfür ist die phasenmodulierte ZVS-Brücke mit folgendem Stromverlauf:

  • Der Ausgangskondensator wird entladen.
  • Die Body-Diode wird leitend.
  • Totzeit.
  • Der MOSFET schaltet ein und lässt einen Strom von Source zu Drain fließen.
  • Die Body-Diode kommutiert strom- und spannungslos.
  • Der MOSFET-Strom wechselt die Richtung und liegt dann im ersten Quadranten.
  • Der MOSFET schaltet aus.
  • Die Body-Diode blockiert die Spannung im Aus-Zustand.

Harte und sanfte Kommutierung

Bild 5 illustriert die Stromverläufe bei harter sowie bei sanfter Kommutierung der Body-Diode. Die Einschaltsequenz ist in beiden Fällen die gleiche, doch die Body-Diode verhält sich je nach Topologie unterschiedlich. Die sanfte Kommutierung schafft zwar eine relativ „gutmütige“ Schaltungsumgebung, ist allerdings mit einem verborgenen Ausfallmechanismus behaftet. Bei harter Kommutierung erzeugt die Sperrspannung ein elektrisches Feld, das Elektronen und Löcher schnell aus der Driftregion „hinwegspült“.

Bei einer Kanal-Vorwärtsspannung nahe Null fehlt ein solcher Mechanismus. Die Elektronen und Löcher, aus denen das Plasma besteht, müssen sich von selbst rekombinieren, mit einer Geschwindigkeit, die sich aus der Ladungsträgerlebensdauer ergibt. Wenn am Ende der Einschaltperiode der Rekombinationsprozess noch nicht abgeschlossen ist und die Diode noch nicht wieder sperrfähig ist, kann das unvorhersehbare Folgen haben, bis hin zu Bauteilausfällen.

Fast alle sanft schaltenden Topologien können in Betriebsbedingungen geraten, in denen das ZVS verloren geht. Typischerweise geschieht das unter Leichtlastbedingungen, bei denen die parasitären Elemente oder sogar die Last nicht genügend Energie haben, um die Ausgangskapazität zu entladen. Zu den Einschaltverlusten hinzu kommt, dass die Body-Dioden nicht mehr sanft, sondern hart kommutieren. Entwickler sollten sich dieser möglichen Betriebsbedingungen bewusst sein und sicherstellen, dass das System die Belastung durch plötzliche harte Kommutierung unbeschadet übersteht.

Gründe für das Zero-Voltage-Switching-Konzept

Aus obigen Überlegungen könnte man schließen, dass die mit hartem Ausschalten einhergehenden Probleme und/oder Ausfallrisiken die Vorteile von ZVS zunichte machen. Es gibt jedoch Faktoren, die für ZVS sprechen. Untersuchungen haben ergeben, dass in Schaltwandlern die tatsächliche Reverse-Recovery-Ladung von Body-Dioden wesentlich kleiner ist als die in Datenblättern angegebenen Werte.

Die Reverse-Recovery-Parameter der Body-Diode von MOSFETs werden nach den gleichen Methoden gemessen wie die von diskreten Gleichrichtern. Vor dem Ausschalten fließt der Messstrom durch die Diode so lange, bis sich die volle Ladung in der Driftregion angesammelt hat. Während der Kommutierung erfolgt eine Erholung (Recovery) der gesamten Ladung sowie eine Messung.

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Bild 5: Stromsequenz bei spannungslosem Einschalten und sanfter Kommutierung der Body-Diode. Vishay Intertechnology

Bei hochfrequentem, spannungslosem Schalten leitet die Body-Diode nur während einer kurzen Totzeit. Bei Niederspannungs-MOSFETs ist die Body-Diode immer nur für ein paar Nanosekunden leitend, und selbst bei Hochspannungs-Superjunction-MOSFETs sind es nur ein paar Hundert Nanosekunden. Dadurch beträgt die effektive Reverse-Recovery-Ladung nur einen Bruchteil des im Datenblatt spezifizierten Wertes.

Die Totzeit verkürzen

Es ist schwierig, die QRR in Abhängigkeit von der Durchlassdauer zu quantifizieren, doch durch jede Verkürzung der Totzeit verkürzt sich auch die zur Rekombination benötigte Zeit, und die Diode wird entsprechend schneller wieder sperrfähig. Dadurch – und dank kürzerer Ladungsträgerlebensdauer, wie man sie durch hochkonzentrierte Dotierung erreicht – sind Niederspannungs-MOSFETs recht robust gegenüber der Belastung durch gelegentliches Versagen der sanften Kommutierung.

Bei MOSFETs mit höheren Sperrspannungen setzen die Hersteller alles daran, die Body-Dioden-Charakteristiken weiter zu verbessern und die Recovery-Zeiten zu verkürzen. Die Ladungsträger-Rekombinationscharakteristiken sind zwar nicht das gleiche wie die Reverse-Recovery-Charakteristika, aber eng mit diesen verwandt. Mit anderen Worten: QRR ist auch ein indirektes Maß dafür, wie zuverlässig die Body-Diode nach sanfter Kommutierung wieder sperrfähig wird. Für Sperrspannungen von 500 V und höher sind heute MOSFETs mit Fast-Recovery-Body-Diode verfügbar.

MOSFETs mit Standard-Recovery-Charakteristiken mögen in vielen Anwendungen problemlos funktionieren, insbesondere in Anwendungen mit niedrigeren Schaltfrequenzen und kurzen Totzeiten. Für bestimmte Anwendungen werden Entwickler Fast-Recovery-Versionen bevorzugen, die zwar einen etwas größeren RDSon aufweisen, aber dank ihrer sehr kurzen Recovery-Zeit höhere Schaltfrequenzen erlauben. Die Betriebsumgebung ist für jeden Wandler eine andere, und jeder Entwickler muss entscheiden, ob sich ein Fast-Recovery-MOSFET für seine Anwendung eignet.

Sanjay Havanur

Leiter des Geschäftsbereichs Systemanwendungen bei Vishay Intertechnology

(hb)

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