Leistungsumwandlung im E-Auto: Topologie- und Bauelementeauswahl

Ein hoher Wirkungsgrad ist das universelle Ziel in der Welt der Leistungsumwandlung. Er ermöglicht Kosten- und Energieeinsparungen, geringere Umweltbelastung, kleinere, leichtere und zuverlässigere Bauformen sowie eine bessere Funktionalität. Dies gilt insbesondere für aktuelle und neu entstehende Anwendungen, z.B. in Rechenzentren, allen voran aber in E-Fahrzeugen.

Das E-Auto als Stimulator

Ein aktuelles Elektrofahrzeug ist ein mobiles Datenzentrum mit einer großen Portion elektrischer Bewegungssteuerung im industriellen Maßstab (Bild 1). Die Effizienz der Leistungsumwandlung und der Motorsteuerung ist daher der Schlüssel zur Machbarkeit dieser Transportart, wobei Verbesserungen einen positiven Kreislauf in Gang setzen, der durch geringere Größe und geringeres Gewicht von Wandlern und Batterien eine größere Reichweite bei weniger Kosten ermöglicht.

Die Lithium-Ionen-Hauptbatterie reicht von 48 V für Mild-Hybrid-Fahrzeuge bis zu 400 bis 800 V für vollelektrische Fahrzeuge. In allen Fällen ist ein Traktionswechselrichter erforderlich, der normalerweise bidirektional ist und verschiedene DC-DC-Wandler für Hilfsdienste umfasst. In den meisten Fällen ist ein bordseitiges AC-DC-Ladegerät notwendig, das häufig auch bidirektional ist, um Energie in das Netz zurückzuspeisen, die dann gutgeschrieben wird. Wide-Bandgap-Halbleiter kommen wiederum wegen ihrer geringen Verluste zum Einsatz und können den Energiefluss in Vorwärts- und Rückwärtsrichtung erleichtern, wenn sie von der Steuerelektronik dynamisch abwechselnd als Schalter oder Synchrongleichrichter konfiguriert werden.

Es gibt gewisse Vorbehalte gegen die Umstellung von Traktionswechselrichtern von der IGBT-Technologie auf SiC oder GaN, da die Hochfrequenzfähigkeit der Wide-Bandgap-Bauteile keinen offensichtlichen Wert darstellt, denn Schaltvorgänge unter 20 kHz sind immer noch typisch. Bei diesen Frequenzen können IGBTs effizient sein und sie haben seit Jahren eine lange Lebensdauer bei niedrigen Kosten unter Beweis gestellt. Die Einschaltverluste und die restlichen Schaltverluste lassen sich heute mit SiC-Technologie jedoch erheblich reduzieren, so dass diese zunehmend eingesetzt wird. IGBTs benötigen außerdem parallele Dioden für Motorantriebe und bidirektionale Fähigkeit, während SiC-Technologie eine integrierte Diode hat, wenn auch nicht unbedingt mit hoher Leistung.

Topologien für hohe Wirkungsgrade

Alle Leistungswandler lassen sich in zwei grundlegende Kategorien einteilen: „Buck“ (Abwärts) und „Boost“ (Aufwärts) oder entsprechend bei isolierten Wandlern „Forward“ und „Flyback“. In allen Fällen gibt es mindestens einen Schalter und eine Diode. Die kompliziertesten mehrstufigen Varianten können Dutzende von Halbleitern enthalten. Für einen hohen Wirkungsgrad wird die Diode durch einen Synchrongleichrichter ersetzt, einen Schalter, der durch aktive Steuerung seines Gates eine Diode emuliert. Die Spannungsabfälle von Halbleitern und die daraus resultierenden Leitungsverluste werden jetzt nur noch durch die Durchlasswiderstände der Bauelemente bestimmt und lassen sich durch die Wahl des besten, finanziell tragbaren Bauelements minimieren.

Schaltverluste sind schwieriger unter Kontrolle zu halten. Schnellere Flanken führen in der Regel zu einer geringeren Spannungs- und Stromüberlagerung mit der daraus resultierenden transienten Verlustleistung, aber die Verluste steigen proportional zur Schaltfrequenz. Die Schaltverluste können also immer noch beträchtlich sein, wenn die Grenzen von SiC oder GaN ausgereizt werden, um Größe, Kosten und Gewicht der Magnetik zu reduzieren. Aus diesem Grund sind „weiche“ oder Resonanzschaltungen in Topologien die bevorzugte Wahl, bei denen der Stromanstieg verzögert wird, bis die Spannung beim Einschalten auf Null gesunken ist (Nullspannungsschaltung oder ZVS, Zero Voltage Switching) bzw. entsprechend beim Ausschalten die Nullstromschaltung (Zero-Current-Switching ZCS).

Die Steuerung zur Sicherstellung von ZVS und ZCS kann komplex sein und von den Betriebsbedingungen abhängen. Für den Resonanzbetrieb ausgelegte Wandler können bei Überlast oder transienten Eingangsbedingungen in ein verlustbehaftetes „hartes“ Schalten übergehen. Einige Umwandlungsstufen, wie z. B. die Totempole-PFC, müssen in der Praxis bei hoher Leistung im hart geschalteten Continuous Conduction Mode (CCM) mit kontinuierlichem Stromfluss betrieben werden, da die Alternativen, diskontinuierlicher (DCM, Discontinuous Conduction Mode) oder kritischer Leitungsmodus (CrM, Critical Conduction Mode) unannehmbar hohe Spitzen- und Effektivströme in Schaltern und Magnetik erzeugen.

Zur Veranschaulichung von Designtechniken für einen hohen Wirkungsgrad soll der LLC-Wandler dienen. Hierbei ist „L“ das Schaltsymbol für eine Spule und „C“ das Schaltsymbol für einen Kondensator. Die Abkürzung LLC steht demnach für zwei Spulen und einen Kondensator. Die Primärseite eines LLC-Wandlers besteht also aus einem Resonanzkreis aus einem Kondensator und zwei Induktoren, von denen einer die Primärwicklung des Transformators ist (Bild 2).

Die beiden Schalter Q1 und Q2 arbeiten ähnlich wie ein Abwärtswandler (Buck Converter), werden aber einfach mit konstanten, gegenphasigen Signalen mit einem Tastverhältnis von nahezu 50 Prozent und einer kontrollierten Totzeit angesteuert. Dadurch wird eine Schwingung mit einer quadratischen Wellenform erzeugt und dem von der L1- und T1-Primärseite gebildeten Schwingkreis zugeführt. Vereinfacht ausgedrückt ist die Impedanz minimal und die Ausgangsspannung maximal, wenn die quadratische Welle auf der Resonanzfrequenz des Schwingkreises liegt.

Bei Ansteuerung oberhalb oder unterhalb der Resonanz steigt die Impedanz an und die Ausgangsleistung ist geringer. Daher lässt sich die Ausgangsspannung durch Variation der Frequenz regulieren. In der Praxis wird der Betrieb unter normalen Bedingungen so eingestellt, dass er oberhalb der Resonanz liegt, so dass der Schwingkreis induktiv „aussieht“ und sowohl Q1 als auch Q2 auf natürliche Weise mit Nullspannung schalten. Auch die Ausgangsdiode schaltet ganz natürlich mit Nullstrom. Die Steuerung ist recht komplex, da mehrere Resonanzen auftreten, die auch der Lastwert beeinflusst.

Parasitäre Schaltvorgänge bestimmen die Effektivität

Ein effizienter Resonanzbetrieb von Schaltkreisen wie dem LLC wird durch die Wahl der Halbleiter und deren Eigenschaften beeinflusst. Die Ausgangskapazität C_OSS und die gespeicherte Energie E_OSS müssen vor dem Schalten entladen werden. Diese Werte sind zum Beispiel bei Silizium-MOSFETs hoch und variabel. Das Laden und Entladen der Ausgangskapazität C_OSS verursacht ebenfalls Verluste. SiC-MOSFETs haben in der Regel niedrigere Werte, aber in jedem Fall müssen MOSFETs bei der Herstellung einen Kompromiss zwischen Durchlasswiderstand und E_OSS eingehen.

Eine nützliche Leistungszahl für Vergleiche ist R_DS(ON)·E_OSS. Eine weitere nützliche Leistungskennzahl ist R_DS(ON)·A, das Produkt aus Durchlasswiderstand und Chip-Fläche, die wiederum gegeneinander abzuwiegen sind. Kleinere Die-Flächen führen zu einer besseren Ergiebigkeit pro Wafer und Kosteneffizienz, aber kleinere Kanalflächen führen zu einem höheren Durchlasswiderstand.

Die Umkehrstromfluss-Eigenschaften (Reverse Conduction) sind ebenfalls wichtig – SiC-MOSFETs haben einen hohen Vorwärtsspannungsabfall über ihre Bodydiode, was zu Leitungsverlusten bei der Rückwärtsleitung in „Totzeiten“ führt, und der Abfall ist höher als bei der älteren Si-MOSFET-Technologie. Die Reverse-Recovery-Energie von SiC-MOSFETs ist ebenfalls vorhanden, wenn auch viel besser als bei typischen Si-MOSFETs. GaN-HEMT-Zellen weisen eine sehr geringe Reverse Recovery auf, da sie einfach in umgekehrter Richtung durch ihren Kanal leiten, aber der Spannungsabfall kann sogar noch höher sein als bei SiC-MOSFETs, wenn eine negative Gate-Ansteuerspannung im Aus-Zustand verwendet wird, denn dies erhöht den effektiven Gesamtspannungsabfall.

Obwohl eine GaN-HEMT-Zelle im Anreicherungsmodus bei einer Gate-Spannung von Null nominell ausgeschaltet ist, wird diese negative Ansteuerung häufig empfohlen, um störendes Einschalten bei der niedrigen Schwellenspannung zu vermeiden. Die gemeinsame Induktivität am Source-Anschluss und an der Gate-Ansteuerungsschleife ist eine typische Ursache für transiente Spannungen mit hohem di/dt am Drain, die diesen Effekt verursachen können. Um die Auswirkungen der Kanal- und Reverse-Recovery-Verluste bei verschiedenen Schaltertypen zu charakterisieren, ist die Leistungskennzahl R_DS(ON)·Q_rr nützlich.

Auswahl von Schaltertechnologien

Tabelle 1 enthält eine Zusammenfassung der Bauelementeigenschaften und der Leistungskennzahlen, die sich auf die Effizienz auswirken, für zwei Silizium-Superjunction-MOSFETs, einen SiC-MOSFET, eine GaN-HEMT-Zelle und den SiC-FET als eine Alternative (alle für dieselbe Spannungs- und Drain-Stromklasse für die Komponente).

Die Tabelle zeigt deutlich den Vorteil der dynamischen Eigenschaften von SiC-MOSFETs und GaN gegenüber Si-Superjunction-MOSFETs ähnlicher Klasse, obwohl die Leitungsverluste ähnlich sind und der Wärmewiderstand zum Gehäuse sowie die Avalanche-Energie Eas in der Regel schlechter sind. Eine Alternative ist der SiC-FET. Es handelt sich dabei um eine Kaskodenkombination aus einem SiC-JFET und einem Silizium-MOSFET, die einen wesentlich niedrigeren Durchlasswiderstand aufweist und mit ihrem typischerweise silbergesinterten Die-Attach einen besseren Wärmewiderstand zum Gehäuse hat als die anderen Alternativen. Die dynamischen Leistungszahlen für SiC-FETs sind genauso gut oder sogar besser als diejenigen anderer Technologien.

Ein großer praktischer Vorteil der SiC-FETs ist die einfache Gate-Ansteuerung im Vergleich zu SiC-MOSFETs und GaN-Zellen. SiC-MOSFETs müssen am Gate mit etwa 18 V angesteuert werden, um die volle Anreicherung zu erreichen. Dieser Wert liegt sehr nahe am absoluten Maximum, welches bei der gezeigten Komponente 23 V beträgt. Die Gate-Schwellenspannung ist außerdem variabel und weist eine gewisse Hysterese auf.

E-GaN-Zellen haben eine sehr niedrige Schwellenspannung und ein absolutes Maximum von nur etwa 7 V, so dass auch hier darauf zu achten ist, Belastungen durch Gate-Spannungstransienten oder -spitzen zu vermeiden. SiC-FETs haben im Vergleich dazu ein robustes Gate mit einem Schwellenwert, der zu Si-MOSFETs oder sogar IGBTs kompatibel ist. Sie lassen sich also sicher mit 0 bis 12 V betreiben, mit einem absoluten Maximum von weit entfernten +/-25 V für die beschriebenen Bauelemente.

Wenn es ein Problem bei der Anwendung von SiC-FETs gibt, dann ist es ihre hohe Geschwindigkeit, die das Risiko von elektromagnetischen Störungen (EMI), Spannungsspitzen und Klingeln mit sich bringt. Ein Serienwiderstand im Si-MOSFET-Gate ist nicht gut geeignet, dies zu steuern, da das SiC-JFET-Gate in der Kaskode isoliert ist. Es hat sich jedoch gezeigt, dass kleinere RC-Dämpfer (Snubber) eine wirksame Lösung sind und einen besseren Kompromiss bieten, um EMI zu bewältigen und gleichzeitig die Verluste so gering wie möglich zu halten. Dies gilt insbesondere beim Abschalten großer Stromstärken in Schaltungen mit großen parasitären Induktivitäten. Es vereinfacht auch den Parallelbetrieb von schnell schaltenden Komponenten.

Fazit

Es gibt eine Reihe von Wide-Bandgap-Bauelementen, die für hohe Effizienz in Leistungswandlern zum Einsatz kommen können. In der Vergangenheit hing die Entscheidung für den Entwickler stark von der Anwendung ab. Die bei UnitedSiC erhältlichen SiC-FETs lassen sich in allen gängigen Topologien einsetzen, um eine nützliche Leistungssteigerung zu erzielen.