Bild 3: Einfache RC-Filter, wie hier ein 33-kHz-Tiefpassfilter, reduzieren das Rauschen des zu digitalisierenden analogen Signals.

Bild 3: Einfache RC-Filter, wie hier ein 33-kHz-Tiefpassfilter, reduzieren das Rauschen des zu digitalisierenden analogen Signals. (Bild: Analog Devices)

Die analogen Picoampere-Eingänge mit mehr als 1000 GΩ des LTC2358 von Analog Devices, Power by Linear, eignen sich für externe Präzisionsabschwächer, um die Eingangsspannungsbereiche des ADC zu erweitern. LT5400 ist eine Familie von Präzisions-Vierfach-Abschwächern mit 0,01 Prozent Anpassungsungenauigkeit und lässt sich einsetzen, um unterschiedliche analoge Eingangsbereiche bis zur maximalen Betriebsspannung  von ±75 V zu realisieren.

Bild 1: Eine Erweiterungsschaltung für den Eingangsspannungsbereich des ADC LTC2358.

Bild 1: Eine Erweiterungsschaltung für den Eingangsspannungsbereich des ADC LTC2358. Analog Devices

Die Impedanz der Abschwächerschaltungen in Bild 1 liegt unter 10 Ω, wodurch die Eingänge des LTC2358 von den kleinen, AC-eingekoppelten Transienten vollständig einschwingen. Derartige Transienten entstehen am Beginn der Erfassungsperiode durch Rückspeisung in die Kanaleingänge durch die internen CMOS-Puffer. Für diskrete Dämpfungsglieder sind 1-W-Widerstände zu empfehlen, um die Eigenerwärmung des Widerstands zu minimieren. Eine Auslegung des Widerstands auf 1 W ist dabei wesentlich größer als die 90 mW Verlustleistung, die bei einer Spannung von 100 V am 90-kΩ-Widerstand am Kanal IN2 entstehen.

Verstärkungsbereich automatisch einstellen

Bild 2: Schaltung für ein Dämpfungsnetzwerk mit hoher Impedanz, um die Sapnnung in drei Spannungsbereichen zu messen.

Bild 2: Schaltung für ein Dämpfungsnetzwerk mit hoher Impedanz, um die Sapnnung in drei Spannungsbereichen zu messen. Analog Devices

Bild 2 zeigt ein Dämpfungsnetzwerk mit hoher Impedanz, das zum Einsatz kommt, um die Spannung mit einer minimalen Last von 1,33 MΩ in drei möglichen Spannungsbereichen von 0 V bis 100 V, 0 V bis 200 V und 0 V bis 400 V an AIN zu messen. Diese drei Kanäle tasten die gedämpfte Spannung gleichzeitig ab. Den korrekten Bereich wählt der Anwender als den kleinsten Bereich, dessen digitaler Ausgang nicht komplett mit Einsen gesättigt ist – eine Art von automatischer Einstellung des Verstärkungsbereichs.

Wenn die Spannung an AIN auf 250 V ansteigt, beginnt auch die Vorwärtsspannung der ESD-Schutzdiode an IN0+ anzusteigen und leitet bis zu 80 µA wenn AIN bei 400 V ankommt. Dieses Übersteuern von IN0+ hat keine Auswirkungen auf die anderen Kanäle. Ein sehr kleiner Leckstrom am Analogeingang von typisch 5 pA ermöglicht die MΩ-Impedanz dieses Netzwerks. Zu beachten ist, dass der Leckstrom mit der Temperatur bis zu maximal 500 pA bei 85 °C exponenziell ansteigt, wobei ein Netzwerk geringerer Impedanz die Effekte des Leckstroms bei höheren Temperaturen reduziert. Der Filterkondensator mit einer Kapazität von 680 pF an den analogen Eingangskanälen unterdrückt die Durchführungsspannungsspitze der internen MOSFETs zu Beginn der Erfassungsperiode und filtert externes Rauschen.

 

Auf der nächsten Seite erfahren Sie, wie sich mit dem LTC2358 das Signal-Rausch-Verhältnis auf 99 dB steigern lässt und wie sich der ADC mit filtern direkt ansteuern lässt.

SNR auf 99 dB steigern

Der sehr weite Gleichtaktbereich des LTC2358, kombiniert mit der sehr guten Gleichtaktunterdrückung von minimal 100 dB, ermöglicht es, die analogen Eingänge ohne Herabsetzung beliebig anzusteuern. Beide Kanäle lassen sich beispielsweise in Reihe zusammen schalten, um den Eingangsbereich zu verdoppeln und den SNR um 3 dB zu verbessern. Der Ausgangs-Code der beiden Kanäle wird addiert, um ein Netto-Ergebnis mit einem zusätzlichen Bit für die Auflösung zu produzieren: 17 Bit beim LTC2358-16 oder 19 Bit beim LTC2358-18. Das simultane Abtasten hält die Kanäle im Moment der Abtastung der steigenden Flanke von CNV synchronisiert. Dabei beeinflusst die Genauigkeit der Widerstände die Verstärkung der Kombination nicht, weil jedes zusätzliche, am Kanal angelegte Signal, aufgrund des Fehlers der Widerstandsanpassung exakt vom andern Kanal subtrahiert wird. Die einzige Auswirkung der Fehlanpassung des Spannungsteilers ist, dass nahe am Skalenvollausschlag ein Kanal vor dem anderen in die Sättigung übergeht.

Eine zusätzliche Erweiterung des Analog-Eingangsbereichs ist durch Übersteuern des internen REFBUF-Pins mit der externen 5-V-Referenz des LTC6655-5, einer rauscharmen und präzisen Referenz mit geringer Drift, möglich. Der Analogeingangsbereich für jeden Kanal erweitert sich im selben Verhältnis wie die Referenz von ±10,24 V auf ±12,5 V. Mit dem LTC2358-18 und der externen Referenz haben die mit einem Bereich von ±25 V zusammengeschlossenen Kanäle ein SNR = 100 dB.

Mit Filtern den ADC direkt ansteuern

Anti-Aliasing- oder Rauschfilter an den Analogeingängen eines ADC sind üblich. Die extrem hohe Eingangskapazität Picoampere-Analogeingänge des LTC2358 sind mit einer passiven Weitbereichs-RC-Filterkombination einfach anzusteuern. Diese ist daraufhin optimiert, das analoge Signal zu filtern, anstatt die strengen Anforderungen an die Ansteuerung von konventionellen, nicht gepufferten ADCs zu erfüllen. Dadurch bleibt die DC-Genauigkeit des LTC2358 für Quellimpedanzen größer als 10 kΩ erhalten, die nicht innerhalb der Erfassungsperiode einschwingen. Diese sehr kleine Spannungsspitze ist auch ladungserhaltend, was bedeutet, dass sie nur AC-gekoppelt ist und die gesamte Ladung der Spannungsspitze Null ist und keinen DC-Anteil aufweist.

Bild 3: Einfache RC-Filter, wie hier ein 33-kHz-Tiefpassfilter, reduzieren das Rauschen des zu digitalisierenden analogen Signals.

Bild 3: Einfache RC-Filter, wie hier ein 33-kHz-Tiefpassfilter, reduzieren das Rauschen des zu digitalisierenden analogen Signals. Analog Devices

Der externe Kondensator ist geeignet, um unkompliziert RC-Filter zu realisieren, die das Rauschen des zu digitalisierenden, analogen Signals reduzieren. Ein 33-kHz-Tiefpassfilter lässt sich beispielsweise mit R = 4,02 kΩ and C = 1200 pF aufbauen (Bild 3). Andere Bandbreiten lassen sich durch größere oder kleinere Widerstandswerte realisieren, wobei die Kapazität des Kondensators bei 680 pF bleibt oder erhöht wird.

Wenn sich hochfrequente Interferenzen im MHz-Bereich als problematisch herausstellen, kann ein zusätzlicher, kaskadierter echter Pol bei höherer Frequenz bei deren Unterdrückung helfen. Das zweite RC-Filter kann dabei eine höhere Impedanz aufweisen, um die Belastung des ersten Filters zu reduzieren. Bild 4 zeigt ein Beispiel für den ersten RC-Pol bei 33 kHz mit 2 kΩ und 2,4 nF und den zweiten RC-Pol bei 66 kHz mit 3,57 kΩ und 680 pF. Der Belastungseffekt verschiebt dabei die Pole auf 23 kHz und 94 kHz. Ein störender 10-mV-Ton bei 1 MHz wird mit nur einem Pol bei 33 KHz um 30 dB abgeschwächt. Mit zwei Polen bei 33 kHz und 66 kHz erfolgt eine Abschwächung um 53 dB auf gerade einmal 22 µV.

Erreichen externe Interferenzfrequenzen die Abtastrate des A/D-Wandlers oder wenn Breitband-Sensorrauschen vorkommt, ist ein Filter höherer Ordnung am effektivsten, um das Signal zu bereinigen. Hier empfiehlt sich der  Einsatz eines dreipoligen, aktiven 33-kHz-Sallen-Key-Filters, dessen steile Frequenzantwort beispielsweise einen 10-mV/190-kHz-Störer effektiv eliminiert und effektiver das In-Band-Rauschen unter 100 kHz reduziert.

 

Wie sich die Eigenerwärmung von Thermistoren verhindern lässt und Beispiele für die Ansteuerung des ADCs mit einer vorgespannten Fotodiode und einem ferngesteuerten Sensor beschreibt der Artikel auf der folgenden Seite.

Selbsterhitzung von Thermistoren verhindern

Eck-Daten

Die analogen Picoampere-Eingänge des LTC2358 von Analog Devices, Power by Linear, besitzen eine Impedanz von mehr als 1000 GΩ, was die Signalkonditionierung deutlich vereinfacht oder sogar ganz eliminiert. In diesem Artikel stellt Analog Devices als Fortsetzung des unter Info-Direkt 810ei0118 erschienenen Beitrags anhand von Schaltungsbeispielen vor, wie sich diverse Filtermethoden auswirken sowie den Anschluss geeigneter Sensoren.

Thermistoren können Temperaturen in relativ große Ströme oder Spannungsänderungen umwandeln, die mit geringer oder sogar ohne Verstärkung einfach zu digitalisieren sind. Mit einer Impedanz im kΩ-Bereich lassen sich Thermistoren einfach von den Puffern mit hoher Impedanz des LTC2358 ansteuern. Diese relativ hohen Ströme und Spannungen am Thermistor verbrauchen aber auch Verlustleistung und bedingen eine Eigenerwärmung des Thermistors, was ihn dazu veranlasst, fehlerhaft hohe Temperaturen anzugeben. Der 20-kΩ-Thermistor Victory (Veco) 42A29 hat einen Durchmesser von 0,33 mm und eine Verlustleistung von konstant 0,09 mW/°C, was eine Eigenerwärmung von 2,2 °C in ruhender Luft mit 2 V Vorspannung ergibt. Gemessen wurde eine Eigenerwärmung von etwa 2 °C.

Die Eigenerwärmung fällt umso stärker ins Gewicht, je kleiner der Thermistor ist und je kleiner die zu messenden Größen sind, beispielsweise die von ruhenden Gasen oder kleinen Objekten. Victory unterstützt auch einen kleineren Thermistor mit einem Durchmesser von 0,25 mm mit einer konstanten Verlustleistung von 0,045 mW/°C, der die erwartete Eigenerwärmung auf 4,4 °C verdoppelt. Umgekehrt hat der größere Thermistor von Victory mit 1,1 mm Durchmesser eine konstante Verlustleistung von 0,35 mW/°C, die eine Eigenerwärmung von nur 0,6 °C ergibt. In typischen Anwendungen verursacht die Änderung des Spannungsabfalls des Thermistors, die von den Temperaturänderungen herrührt, unterschiedlich hohe Verlustleistung im Thermistor. Dies verfälscht die aktuelle Temperaturmessung durch den temperaturabhängigen Effekt der Eigenerwärmung weiter.

Bild 4: Die Auswirkung der Eigenerwärmung eines Thermistors, hier des Victory 42A29.

Bild 4: Die Auswirkung der Eigenerwärmung eines Thermistors, hier des Victory 42A29. Analog Devices

Bild 4 illustriert diese Auswirkung der Eigenerwärmung. Ein einfacher N-Kanal-MOSFET hält den Thermistor bis zur ersten Konvertierung des LTC2358 kurzgeschlossen. Die Temperaturmessung führte der LTC2358 mit einer Rate von 50 kS/s durch, nachdem M1 mit /READ ausgeschaltet wurde. Die Eigenerwärmung summierte sich auf fast 2 °C über mehrere Sekunden und änderte sich nur sehr wenig mit jeder Datenabtastung alle 20 µs. Verwenden lässt sich die Schaltung in Bild 4 auch, um schnelle Temperaturmessungen mit einem schmalen Arbeitstakt an /READ durchzuführen, was die durchschnittliche Auswirkung der Eigenerwärmung des Thermistors deutlich reduziert. Wenn /READ für eine Messwerteerfassung für 5 µs auf low gehalten wird, und sich dieser Vorgang wird alle 1 ms wiederholt, reduziert sich die durchschnittliche Auswirkung der Eigenerwärmung um den Faktor 200. Das vorgeschlagene Abtastfenster mit 5 µs erlaubt bis zu 40 pF parasitäre Kapazität am Thermistor, um bei 18 Bit mit einer Zeitkonstante von 400 ns einzuschwingen. In die Berechnung der Zeitkonstanten einzubeziehen sind dabei auch  zusätzliche Kapazitäten der Kabel am Thermistor.

Vorgespannte Fotodiode steuert ADC direkt an

Bild5

Bild 5: Die vorgespannte Fotodiode steuert den LTC2358 direkt an. Der OPV lässt sich dazu einsetzen, eine feste Spannung an die Diode anzulegen. Analog Devices

Die analogen Eingangskanäle des ADC können den Fotostrom einer Fotodiode als den Spannungsabfall am in Reihe geschalteten, stromfühlenden Widerstand direkt messen (Bild 5). Ein OPV LTC6268 lässt sich auch in einer Transimpedanz-Konfiguration mit der Fotodiode einsetzen, um eine feste Spannung (5 V – 4,096 V = 0,904 V) an die Diode anzulegen. Zu beachten ist, dass in der gezeigten Transimpedanz-Schaltung die Messung direkt am stromfühlenden Widerstand erfolgt, sodass die Offset-Spannung des OPV keine Auswirkung auf die Messung hat. Ein nicht gepufferter ADC lässt sich nicht direkt an den invertierenden Eingang des Transimpedanz-Verstärkers anschließen.

Ansteuerung mit ferngesteuertem Sensor

Micropower-OPVs sind in der Lage, die analogen Eingangskanäle des ADC anzusteuern. Die Ansteuerung erfolgt direkt, mit geringem Leistungsbedarf und ohne Verteilung oder Belastung des OPV-Ausgangs sowie ohne Anstieg des Versorgungsstroms des OPVs. Dabei dient der OPV LTC2063 bespielsweise als Vorverstärker mit einer Verstärkung von 200 für einen Sauerstoff-Sensor von City Technology. Der OPV treibt ein verdrilltes Kabelpaar durch ein RC-Filter, wobei der Filter den OPV von der kapazitiven Last des Kabels isoliert und auch vom Kabel aufgenommene Störungen blockiert. Am analogen Eingang des A/D-Wandlers ist kein RC-Filter nötig, aber eine optionale RC-Filterung lässt sich zwischen den Vorverstärkerausgang und den ADC einfügen, um externes Rauschen und Interferenzen weiter zu reduzieren.

Joe Sousa, Andrew Thomas, Clement Wagner, Mark Thoren

Design and Application Engineers bei Analog Devices

(na)

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